Кроме того, резкие изменения коэффициента заполнения могут возбудить LC контур, образованный индуктивностью намагничивания развязывающего трансформатора и емкостью конденсатора CC. Исключить возникновение резонансных колебаний в большинстве случаев помогает наличие резистора RC, включенного последовательно с трансформатором. Минимальную величину этого резистора можно определить как:

Rc * 2.

Здесь стоит заметить, что определенная величина RC включает в себя последовательное эквивалентное сопротивление выходного каскада ШИМ - контроллера. Кроме того, можно получить минимальное значение RC неприемлемо большое с точки зрения получения высоких токов переключения силового транзистора, и это приведет к значительному снижению скоростей переключения. С другой стороны, недостаточное демпфирование LC контура может привести к катастрофическим выбросам напряжения как на выходном каскаде драйвера, так и на затворе силового ключа.

Ток, образующий напряжение VC имеет две составляющие - ток намагничивания трансформатора, и ток через резистор RGS (подключенный между истоком и затвором силового ключа). Соответственно, постоянная времени перезаряда конденсатора СС при переходных процессах будет зависеть от индуктивности намагничивания и может быть оценена по формуле:

1I 0V I1 -V с

Рис. 33 Трансформатор управления схеме

в однотактной

т- 2 p fDRV LM RGS CC

2 fDRV LM + RGS

Индуктивность намагничивания приводит еще к одному существенному эффекту в плане формы тока выходного каскада драйвера и направления его протекания. На рис. 34 показан суммарный выходной ток IOUT и основные его составляющие.

Обратим внимание на заштрихованные серым области на последней диаграмме токов. При этом выходной драйвер находится в низком уровне, и должен пропускать втекающий ток. Но из-за наличия индуктивной составляющей тока выходной каскад драйвера вынужден обеспечивать вытекающий ток, поэтому часто (например, в случае использования в выходном каскаде драйвера биполярных транзисторов) приходится ставить дополнительный диод на выходе драйвера для пропускания тока в обоих направлениях. Похожая ситуация может

возникнуть и при высоком сигнале на выходе драйвера, в зависимости от коэффициента заполнения и величин реактивных компонентов. Наиболее простой способ избавиться от этой проблемы без добавления диодов на выход драйвера состоит в увеличении активной составляющей тока для минимизации влияния реактивной его составляющей.

При большом диапазоне изменения коэффициента заполнения, например в понижающих конверторах, схема на рис. 33 не работает, поскольку напряжение на развязывающем конденсаторе тоже изменяется слишком в больших пределах. Соответственно, при большом коэффициенте заполнения отрицательная полуволна управляющего сигнала становится все больше и больше, а положительная - все меньше. Решить эту проблему помогают два небольших компонента на вторичной стороне управляющего трансформатора.

Рис. 34 Диаграммы токов и напряжений в трансформаторной схеме управления

На рис. 35 показана схема, восстанавливающая первоначальный уровень управляющего сигнала. Здесь добавлены еще один развязывающий конденсатор CC2 и простой ограничитель на диоде DC2. Если же хочется получить большее отрицательное смещение, можно добавить еще и стабилитрон аналогично безтрансформаторной схеме на рис. 31.

развязывающих

1. Расчет

конденсаторов

Методика расчета развязывающих конденсаторов основана на анализе максимально допустимых пульсаций на конденсаторах от переноса управляющего заряда в установившемся режиме и аналогична рассмотренной ранее. Формула для конденсатора CC2 идентична формуле для развязывающего конденсатора в

безтрансформаторном варианте - здесь ток тоже состоит из двух компонентов: силового ключа, и тока через резистор RGS между его истоком и затвором.

vdrv -vc

vdrv-vd

Рис. 35 Восстановление изначального уровня сигнала в схеме с трансформатором управления

тока перезаряда входной емкости

= J0g + (Vdrv

" vdc2,fw) * dmax

• rgs * fdrv

Эта формула дает максимальное значение CC2 при максимальном времени открытого состояния силового ключа, т. е. при максимальном коэффициенте заполнения.

На первичной стороне трансформатора управления в дополнение к тем же самым двум компонентам тока циркулирует еще и ток намагничивания, поэтому емкость конденсатора CC1 будет:

Qg (Vdrv - Vdc2,fw) * D Vdrv * (D2 - D3)

avc1 * rgs * fdrv 4 *AVC1 * LM * f

При расчете по этим формулам мы можем быть уверены, что максимальные пульсации не превысят заданного предела во всех режимах работы. К сожалению, максимальное значение коэффициента заполнения зависит от очень многих параметров разрабатываемого устройства, и не может быть жестко установлено в начальной стадии разработки. Можно считать, что в большинстве практических случаев максимальное значение коэффициента заполнения будет находиться в пределах от 0,6 до 0,8.

Также следует заметить, что на затворе силового ключа будет присутствовать сумма пульсаций на обоих развязьтающих конденсаторах AVC1+AVC2. Если важно точное значение пульсаций на затворе, или существенно падение напряжение на самом выводе затвора, этот момент должен быть учтен.

2. Разработка трансформатора управления

Основное назначение трансформатора управления - передать управляющий сигнал на "высокую" сторону. Как и любой трансформатор, можно передавать сигнал в любом масштабе, но здесь это свойство практически никогда не используется. Трансформатор управления обладает небольшой мощностью, но в то же время должен уметь переносить весьма приличные импульсные токи. Также, он работает в большом диапазоне коэффициентов заполнения, и при различных или постоянных амплитудах управляющего сигнала - в зависимости от конкретной реализации схемы.

В однотактных схемах трансформатор управления отвязан от драйвера по постоянному току, и амплитуды сигналов на нем не постоянны. В случае двухтактных схем, например, в полумостовых преобразователях, сигнал на нем симметричный и имеет постоянную амплитуду. Но в любом случае перемагничивание сердечника происходит по полной петле гистерезиса - в первом и третьем ее квадранте.

Процедура разработки трансформатора управления очень похожа на разработку силового трансформатора, но коэффициент его трансформации, как правило, равен единице, и перегрев трансформатора пренебрежимо мал. Соответственно, разработку трансформатора управления следует начинать с выбора подходящего сердечника. Обычно для него используют тороидальные, RM, P сердечники, и подобные. В качестве материала используются ферриты с высокой проницаемостью - это позволяет повысить индуктивность и, соответственно снизить вредный ток намагничивания. Опытные разработчики обычно выбирают тип сердечника, основываясь на собственном опыте; его размер может быть оценен по методике, используемой для силовых трансформаторов.

с: с: о ср

После того, как определились обмотки:

с типоразмером сердечника, можем рассчитать количество витков первичной

DB • Ae

CD CD £ X

0.2 0.4 0.6 0.8 1 Коэффициент заполнения

Рис. 36 Вольтсекундный интервал как функция коэффициента заполнения

где VTR - напряжение на первичной обмотке, DB - размах индукции за время t, и Ae - эффективная площадь сечения сердечника.

Нашей первой задачей найти максимальное значение вольтсекундного интервала в числителе дроби. На рис. 36 представлено нормализованное значение вольтсекундного интервала для одно- и двухтактных схем как функция коэффициента заполнения.

В однотактных схемах с развязкой по постоянному току наихудший случай наблюдается при коэффициенте заполнения 0,5. Интересно, что в такой схеме при изменении коэффициента заполнения вольтсекундный интервал изменяется по квадратичному закону - это связано с тем, что в этом случае изменяется еще и установившееся напряжение на развязывающем конденсаторе.

Гораздо сложнее оценить изменение индукции в переходных режимах, например при резком изменении нагрузки, когда ШИМ -

контроллер резко изменяет коэффициент заполнения. Количественная оценка здесь весьма и весьма сложна, и зависит как от быстродействия петли обратной связи, так и от постоянной времени развязывающей цепи. Чисто качественно можно сказать, что отклонения размаха индукции от установившегося режима будут тем меньше, чем медленнее петля обратной связи и меньше постоянная времени развязывающей цепи. Трехкратного запаса между максимальным размахом индукции в установившемся режиме и индукцией насыщения в подавляющем большинстве случаев оказывается вполне достаточным.

Следующим шагом при расчете управляющего трансформатора будет размещение обмоток в окне магнитопровода. Как мы выяснили ранее, необходимо минимизировать индуктивность рассеяния и, кроме того, надо сделать сопротивление обмоток переменному току как можно меньше. В случае использования тороидального сердечника все обмотки следует наматывать бифилярно или трифилярно в зависимости от количества управляемых ключей. Если же используется Ш - образный сердечник или ему подобный (P, RM типов), то ближе всего к центральному керну следует мотать первичную обмотку, затем выходную обмотку "низкой" стороны (если используется) и, наконец, обмотку "высокой" стороны. Причем каждая из обмоток должна занимать только один слой. В таком случае достигается не только низкая индуктивность рассеяния и минимально возможное сопротивление переменному току, но и образуется естественный экран между первичной обмоткой и выходной обмоткой "высокой" стороны - это позволит уменьшить протекание емкостных токов от резко изменяющегося высокого напряжения на сигнальную землю контроллера.

3. Управляющий трансформатор двойного назначения

В тех случаях, когда требуется управление ключом высокого уровня низкоимпедансным сигналом с небольшими временами задержек, может использоваться схема совмещения управляющего трансформатора с низковольтовой интегральной схемой прямого управления. На рисунках 37 и 38 показаны две принципиально разные схемы такой реализации.

Схема на рис. 37 реализует передачу через трансформатор не только управляющего сигнала, но и энергию для питания драйвера. Принцип ее работы весьма прост. Во время включенного состояния силового ключа положительное напряжение со вторичной обмотки силового трансформатора через диод формирует напряжение питания драйвера. Поскольку это напряжение генерируется из управляющих сигналов, оно должно заряжать фильтрующий конденсатор драйвера до номинального напряжения за несколько циклов. Поэтому очень желательно, что бы микросхема драйвера имела защиту от работы при пониженном напряжении - это исключит попытку включение силового ключа недостаточным напряжением. Показанная на схеме уже знакомая нам схема восстановления напряжения на CC2 и DC2 формирует напряжение питания драйвера, независящее от коэффициента заполнения. Диод DC2 так же защищает вход драйвера от отрицательного напряжения со вторичной обмотки трансформатора. Разработка такого трансформатора совершенно идентична рассмотренной выше. Уровень его мощности лишь ненамного превышает предыдущий вариант, поскольку ток питания драйвера обычно гораздо меньше тока перезаряда входных емкостей силового транзистора. Трансформатор и здесь передает большие импульсные токи, но в этом случае они вызваны подзарядом фильтрующего конденсатора. Все токи управления силового ключа сосредоточены исключительно между драйвером, фильтрующим конденсатором и силовым ключом, что позволяет добиться чрезвычайно высоких скоростей переключения.