эти три пути протекания затворного тока должны быть минимизированы по площади.

Вторая проблема заключается в минимизации пути следующего большого импульсного тока - тока заряда бутстрепного конденсатора. Этот путь включает в себя бутстрепный конденсатор, бутстрепный диод, вывод VS драйвера и открытый возвратный диод (или транзистор). Конденсатор CBST периодически подзаряжается через диод DBST от демпфирующего конденсатора CDRV, и происходит это за очень короткое время соответственно очень большим током. Поэтому "высокая" часть драйвера должна быть расположена как можно ближе к его "низкой" части. Кроме того, существует эмпирическое правило, что конденсатор CDRV должен иметь большую величину, чем CBST. Выполнение этих правил так же чрезвычайно важно для устойчивой работы схемы.

Следующая проблема связана с наличием емкостного тока между землей и "высокой" частью драйвера, протекающего по низкоимпедансной цепи, и наша задача пропустить его мимо чувствительных к наводкам аналоговых цепей. На рис. 30 показаны пути этого паразитного емкостного тока в двух наиболее распространенных схемах применения интегральных драйверов высокого уровня.

Одиночный драйвер высокого уровня имеет, как правило, всего один земляной вывод, и емкостные токи будут протекать через общие с управляющим сигналом цепи. Поэтому очень желательно минимизировать путь прохождения емкостного тока между земляными выводами контроллера и драйвера - это позволит минимизировать разность потенциалов между ними.

В случае использования комбинированного драйвера высокого/низкого уровня ситуация обычно гораздо лучше, поскольку такие драйверы имеют отдельные выводы сигнальной земли (обычно помечаемой как GND) и силовой земли (COM). Это позволяет возвращать паразитные емкостные токи по наиболее короткому пути - вывод силовой земли COM стараются расположить как можно ближе к истоку "нижнего" силового ключа. Сигнальную же землю драйвера лучше подключать как можно ближе к земляному выводу контроллера - это позволит увеличить помехоустойчивость схемы.

Наконец, следует упомянуть о фильтрующем конденсаторе по питанию контроллера (CBIAS на рис. 28), его рекомендуется располагать в непосредственной близости от выводов питания и земли. Этот конденсатор может быть весьма небольшим, поскольку он не пропускает через себя никаких больших импульсных токов, и не участвует в процессах перезаряда входных емкостей силовых ключей - всю работу берут на себя конденсаторы CDRV и CBST.

7. Схемы управления, развязанные по постоянному току

VDRV-VCL

Это один из самых простых способов изменения величины управляющего сигнала - самое важное его свойство состоит в изменении амплитуд включающего и выключающего сигналов. Из рисунка 31 видно, что напряжение на затворе силового полевого транзистора изменяется от -Vcl до Vdrv-Vcl, в то время как сигнал с выхода драйвера имеет амплитуду от нуля до Vdrv. Напряжение Vcl формируется на смещающей диодно -стабилитронной цепочке, и в установившемся режиме постоянно приложено к развязывающему конденсатору CC. Положительным свойством такой схемы можно назвать наличие отрицательного смещения на затворе - это приводит к увеличению скорости выключения силового ключа и повышенной устойчивости его к резким изменениям напряжения на нем в закрытом состоянии. Соответственно, как относительный недостаток - уменьшенное напряжение высокого уровня и большее сопротивление открытого ключа.

Рассмотрим основные компоненты такой схемы - развязывающий конденсатор CC и резистор RGS.

Резистор RGS играет ключевую роль при подаче напряжения питания - это единственный компонент, способный удержать силовой ключ в закрытом состоянии в этом режиме. К тому же, этот резистор создает путь для протекания тока развязывающего конденсатора - без этого тока постоянная составляющая на CC всегда будет равна нулю.

Попробуем определить постоянную составляющую на развязывающем конденсаторе в установившемся режиме работы в зависимости от величины RGS. Сначала рассмотрим схему без смещающей цепочки. Считая коэффициент заполнения постоянным (напряжение на CC тоже будет постоянным), можно рассматривать ток через RGS как дополнительный компонент заряда, проходящего через развязывающий конденсатор. Общий заряд, протекающий через CC при включении силового ключа, будет равен:

Рис. 31 Схема развязки по постоянному току

QC,ON = QG +

Соответственно, полный заряд через CC при выключении:

qc,off - qg +

rgs fdrv

Очевидно, что в установившемся режиме работы величины обоих этих зарядов должны быть равными, поэтому можно решить два этих уравнения относительно VC:

vc - vdrv • d

Как видим, установившееся напряжение на развязывающем конденсаторе зависит от величины коэффициента заполнения. График на рис. 32 показывает, что при низком значении коэффициента заполнения отрицательное напряжение на затворе при выключенном состоянии силового ключа будет минимально, и наоборот.

Поэтому, если напряжение на затворе во включенном состоянии при большом коэффициенте заполнения больше чем допустимо, мы и ставим ограничивающую цепочку параллельно резистору RGS. Эффект от нее так же показан на графике на рис. 32. Когда положительное напряжение на затворе начинает ограничиваться напряжением стабилитрона, отрицательное напряжение начинает возрастать. В результате получаем приемлемые значения амплитуды напряжения на затворе в большом диапазоне изменения коэффициента заполнения.

1& 08 9 Р

§ § 0.6

- > i of

00.2 0.4 0.6 0.8 1

Коэффициент заполнения

Рис. 32 Зависимость напряжения на развязывающем конденсаторе от коэффициента заполнения

Расчет развязывающего конденсатора

Ток перезаряда входной емкости силового ключа, протекая через развязывающий конденсатор, создает на его емкости некое падение напряжения, то есть в составе VC присутствуют пульсации напряжения с частотой управляющего сигнала. Очевидно, их величину хотелось бы поддерживать на значительно меньшем уровне по сравнению с управляющим сигналом.

Пульсация напряжения на CC может быть рассчитана исходя из величины полного заряда:

: qg + (vdrv

cc rgs fdrv

Учитывая, что vc - d • vdrv и решая уравнение относительно cc, можно получить его величину исходя из желаемых пульсаций на нем:

Qg + Vdrv • (1 - D) • D AVC RGS fDRV

Как видно, максимальные пульсации будут наблюдаться при D=0.5. Вообще, можно принять за оптимум величину пульсаций в 10% от VDRV для худшего случая.

Переходный процесс при подаче напряжения питания

C минимальным значением CC мы уже определились, теперь необходимо выяснить значение резистора RGS. Его величина весьма критична для правильной работы схемы при подаче напряжения питания.

При включении устройства напряжение на развязывающем конденсаторе равно нулю. Когда с выхода драйвера начинают поступать импульсы, постоянное напряжение VC относительно медленно изменяется от нуля до своего установившегося значения, и постоянная времени достижения напряжением VC своего номинального значения определяется величинами CC и RDS. Соответственно, величина желаемой постоянной времени и величина пульсаций на развязывающем конденсаторе взаимосвязаны, и должны рассчитываться совместно. Получаются два уравнения для двух переменных:

Qg + Vdrv • (1 - D) • D

aVc aVc • Rgs • fDRV

Подставляя значение RGS из второй формулы в первую, для худшего случая D=0.5 и принимая AVc=0.1*VdrV, получим выражение для минимального значения развязывающего конденсатора:

C= 20*QG *т*fDRV

CC,MIN = ~- 7.~

VDRV * (2 *T* fDRV - 5)

Как только получено значение CC,MIN, легко можем получить необходимую величину RGS. На самом деле, в большинстве случаев резистор RGS приходится выбирать из некого компромисса между скоростью реакции развязывающей цепочки на резкие изменения коэффициента трансформации, и эффективностью схемы - слишком большой ток приведет к неоправданным потерям в схеме управления.

8. Трансформатор управления

До появления интегральных драйверов высокого уровня использование трансформатора было единственным способом реализации управления полевыми транзисторами на "высокой" стороне, например, в сетевых источниках. Сегодня оба этих варианта мирно сосуществуют, поскольку каждому из них свойственны как достоинства, так и недостатки. Интегральные драйверы весьма удобны, занимают немного места на печатной плате, но обладают очень большими задержками. Правильно спроектированный трансформатор вносит ничтожные задержки и способен обеспечить очень высокий уровень изоляции. Но он, как правило, занимает больше места на плате и требует определенных затрат на свою разработку (или, по меньшей мере, необходимо понимать что в нем происходит).

Прежде чем перейти к изучению схем управления на трансформаторах, рассмотрим некоторые особенности трансформаторов вообще и использования их для управления полевыми транзисторами в частности.

*Трансформатор имеет, по меньшей мере, две обмотки. От способа их разделения зависит прочность изоляции, а от отношения витков - коэффициент передачи напряжения. Для трансформаторов управления трансформирования напряжения обычно не требуется, но параметры изоляции очень важны.

*Идеальный трансформатор энергии не запасает. Так называемые "flyback" трансформаторы по сути своей являются многообмоточными дросселями. Тем не менее, в реальных трансформаторах некоторое количество энергии запасается в области между обмотками и в небольшом зазоре - где соединяются половинки сердечника. Эту энергию можно разделить на энергию намагничивания и энергию рассеяния. В силовых трансформаторах обычно необходимо минимизировать хранимую в трансформаторе энергию для снижения потерь. В трансформаторе управления передаваемая мощность мала, но он должен передавать высокие пиковые токи для быстрого перезаряда входной емкости полевого транзистора, поэтому и здесь желательно иметь низкий уровень индуктивности рассеяния для получения малых времен задержек.

*Закон Фарадея требует, что бы суммарный вольтсекундный интервал за период был равен нулю. Даже небольшая постоянная составляющая напряжения приведет к насыщению сердечника, и этот факт будет иметь громадное значение при разработке схем трансформаторного управления, поскольку ШИМ - контроллеры всегда имеют однополярное питание.

*Насыщение сердечника ограничивает максимальный вольтсекундный интервал, поэтому при разработке любого трансформатора необходимо уделять особое внимание худшему случаю, когда в одно и то же время на трансформатор приложено максимальное напряжение при максимальном коэффициенте заполнения. В случае трансформатора управления дело часто облегчается стабилизированным напряжением питания драйвера.

*В силовых однотактных трансформаторах (например, в прямоходовых конверторах) значительное время идет на перемагничивание сердечника, работающего в первом квадранте B - H характеристики. Время перемагничивания может существенно сократить величину максимального коэффициента заполнения. При разработке трансформатора управления эта проблема встречается гораздо реже -обычно там используется конденсаторная развязка по постоянному току, и трансформатор работает с двуполярным перемагничиванием.

Трансформатор управления в однотактной схеме

Такая схема (рис. 33) используется при управлении полевым транзистором ШИМ - контроллером с одним выходом. Развязывающий конденсатор CC, включенный последовательно с первичной обмоткой управляющего трансформатора, необходим для перемагничивания сердечника - без него на трансформаторе будет присутствовать постоянная составляющая, и сердечник войдет в насыщение.

Установившееся смещение на развязывающем конденсаторе CC будет тем же самым, что и в случае непосредственного управления, и так же будет зависеть от коэффициента заполнения:

vc = d * vdrv