замыкает ток непосредственно между затвором и истоком полевого транзистора - вне выходного сопротивления драйвера, вне индуктивности монтажа и, возможно, вне резистора датчика тока. В этой схеме дополнительный транзистор никогда не насыщается, что важно для быстрого его включения/выключения.

На самом деле эта схема очень похожа на двухтактный драйвер на биполярных транзисторах (см. рис. 10), только верхний n-p-n транзистор заменен диодом. Поэтому и здесь управляющее напряжение ограничено напряжением GND-0.7V снизу и VdrV+0.7V сверху, что значительно снижает риск повреждения драйвера обратным током.

Из недостатков можно сказать только об одном - напряжения на затворе силового транзистора не может опускаться до нуля - оно всегда будет больше на величину падения напряжения на эмиттерном переходе.

3. Схема выключения на основе n-p-n транзистора

Следующая схема для ускорения выключения полевого транзистора, показанная на рис. 14, так же хорошо локализует область прохождения импульсного тока управления. Здесь n-p-n транзистор удерживает более низкое напряжение на затворе в выключенном состоянии, чем предыдущая схема. Кроме того, при подаче питания, когда напряжение на драйвере еще не достигло рабочего напряжения, силовой транзистор гарантированно находится в закрытом состоянии.

К сожалению, у этой схемы есть очень существенный недостаток - она инвертирует входной сигнал, и требуется введение дополнительного инвертора (например, на транзисторе Qinv как показано на рисунке). Этот инвертор потребляет некоторый ток, когда силовой транзистор включен, что снижает эффективность схемы. Кроме того, Qinv работает как насыщающийся ключ, что снижает быстродействие схемы.

Драйвер

Рис. 14 Ускорение транзистора

выключения при помощи n-p-n

полевом

Драйвер

out ITL

out i r

4. Схема выключения транзисторе

Что бы улучшить параметры схемы управления и сократить количество деталей, можно использовать маломощный n-канальный полевой транзистор, как показано на рис. 15, но это потребует наличия в драйвере дополнительного инверсного выхода.

Такая схема обеспечивает очень хорошее быстродействие и разряд входной емкости силового ключа до нуля. Здесь RGATE не только ограничивает скорость открывания, но и устраняет большие сквозные токи в случае недостаточных временных задержек между прямым и инверсным выходами драйвера. Другой важный эффект, на который стоит обратить внимание, связан с параллельным включением выходной емкости COSS дополнительного транзистора и входной емкости CISS силового транзистора. С точки зрения драйвера

это выглядит как увеличение общей энергии переключения. Так же можно заметить, что, пока напряжение на драйвере не достигнет рабочего уровня, затвор силового ключа будет находиться в "плавающем" состоянии, и поведение его будет непредсказуемо.

Рис. 15 Ускорение выключения при помощи полевого транзистора

Защита от высоких dv/dt

Есть две ситуации, когда мы должны защищать полевой транзистор от триггерного включения при высоких скоростях изменения напряжения на нем. Первая ситуация возникает при подаче питающего напряжения, в этом случае обычно бывает достаточно включить резистор между истоком и затвором. Этот резистор может быть рассчитан для худшего случая по следующей формуле:

Rgs <*(-

CGD V dv 0TURN-ON

В этой формуле наибольшие сомнения может вызвать правильная оценка величины dt/dv при подаче напряжения питания - при неудачном стечении обстоятельств заниженная ее величина может привести к ложным открываниям силового ключа.

Вторая ситуация может возникнуть при стационарном режиме работы, когда к закрытому силовому ключу прикладывается резко изменяющееся напряжение. Эта ситуация встречается гораздо чаще, чем хотелось бы. Все синхронные выпрямители работают в этом режиме, но этот случай мы обсудим позднее. Многие резонансные схемы и схемы с "мягким" включением могут генерировать резко изменяющиеся напряжения на закрытом ключе - в этом случае энергия берется из резонансных компонентов. Поскольку скорость изменения этих напряжений значительно выше, чем при включении питания, и пороговое напряжение ниже из-за высокой температуры перехода, защищать полевой транзистор следует очень низким выходным сопротивлением драйвера.

Сначала следует выяснить максимальное значение dv/dt для наихудшего случая. После чего можно решить, подходит ли выбранный ключ для этих условий, исходя из сопротивления его внутреннего затворного резистора и емкости сток-затвор. Приняв выходное сопротивление драйвера за нуль, т. е. рассматривая идеальный драйвер, можно найти максимально допустимую скорость нарастания напряжения:

(dv- VTH - 0.007 * (Tj - 25)

V dt 0LIMITRG,I * CGD

Здесь VTH - пороговое напряжение при 25°С, -0,007 - температурный коэффициент порогового напряжения, RGI - внутреннее сопротивление затвора и CGD - емкость сток-затвор транзистора. Если предельно допустимая скорость нарастания для транзистора меньше, чем генерируемая схемой, то можно или выбрать другой транзистор, или создать отрицательное напряжение на затворе. Если же транзистор проходит по этому параметру, то можно выяснить максимально допустимое выходное сопротивление драйвера, решая предыдущую формулу относительно сопротивления:

R - Vth - 0.007 * (Tj - 25) (dv

rmax -C*1нП ,

CGDV dt 0MAX

где RMAX=RLO+RGATE+RG,I.

Как только вычислена максимальная величина суммарного выходного сопротивления драйвера, разработку схемы управления можно считать законченной. Только необходимо принимать в расчет, что выходное сопротивление драйвера тоже зависит от температуры. Повышенная температура кристалла драйвера увеличивает его выходное сопротивление по сравнению с 25°С, где оно обычно специфицируется.

Схемы, ускоряющие выключение транзистора, так же могут быть использованы для повышения устойчивости полевого транзистора к высоким скоростям изменения напряжения, поскольку они шунтируют RGATE и притягивают затвор к земле во время выключенного состояния силового ключа. Например, простая ускоряющая схема на p-n-p транзисторе (см. рис. 13) способна весьма эффективно повысить устойчивость к резким изменениям напряжения. Если учесть коэффициент усиления p-n-p транзистора, то можно получить следующую формулу для максимального значения dv/dt:

dt R + RGATE + RLO I * C

I RG,I +-b-I * CGD

dv - VTH - 0.007 * (TJ - 25)

Во всех расчетах на устойчивость к воздействию dv/dt фигурирует сопротивление внутреннего затворного резистора, но оно никогда не специфицируется в документации. Как мы уже рассматривали выше, это сопротивление зависит от материала подводящего вывода и конструкции корпуса, и в Приложении А мы попробуем найти способ оценивать его величину.

5. Управление синхронным выпрямителем

Рис. 16 Модель синхронного выпрямителя

Синхронный ключ, построенный на силовых полевых транзисторах, можно рассматривать какI] Д

частный случай ключа, управляемого от уровня Q

земли. Здесь используются обычные n-канальныеqsi

полевые транзисторы, только работают они в источниках питания с низким выходным напряжением, и заменяют собой выпрямительные диоды. Напряжение сток-исток таких транзисторов обычно очень невелико, но емкости CDS и CGD весьма и весьма значительны. Характерной особенностью работы полевых транзисторов в качестве синхронных выпрямителей является их работа в четвертом квадранте их вольтамперной характеристики, то есть ток через них протекает в обратном направлении - от истока к стоку. Даже

если на синхронный выпрямитель не подавать вообще никакого сигнала, ток все равно будет протекать через паразитный диод. Простейший пример применения полевого транзистора в качестве синхронного выпрямителя показан на рис. 16 - в обычном понижающем конверторе возвратный диод заменен транзистором QSR.

Сначала следует обратить внимание на то, что работа синхронного ключа зависит от работы других управляемых ключей, в нашем примере - от работы прямого транзистора QFW. Управляющие сигналы для обоих ключей зависимы друг от друга, и должны отвечать определенным временным критериям. Управляющие сигналы ни в коем случае не должны накладываться друг на друга - это неизбежно приведет к протеканию ничем не ограниченного сквозного тока через оба открытых ключа. В идеале оба транзистора должны переключаться одновременно, и никакого тока через паразитный диод синхронного ключа протекать не должен. Но, к сожалению, избежать протекания тока через паразитный диод не удается практически никогда. Для этого требуется слишком точное и адаптивное время задержки, выходящее за пределы традиционных технологий.

Поэтому в большинстве случаев приходится мириться с весьма небольшим промежутком времени - обычно от 20нс до 80нс - когда синхронный ключ еще не включился, и весь ток течет через диод.

Заряд затвора

Пока ток течет через открытый паразитный диод, напряжение на синхронном ключе равно падению напряжения на этом диоде. В этом режиме величина заряда, необходимая для переключения транзистора, принципиально другая, чем при традиционной работе в первом квадранте. Когда на затвор подается включающее напряжение, конденсаторы CGD и CDS разряжены; также отсутствует эффект Миллера из-за отсутствия отрицательной обратной связи между напряжениями на стоке и на затворе. Соответственно, входной ток необходим только для перезаряда конденсаторов CGD и CDS от нуля до Vdrv. Для точной оценки необходимого заряда в этом режиме необходимо вычислить эффективную входную емкость:

по пVds,spec

cgd,sr - 2 * crss.spec * ЛПГ7~Г,

Ч0.5 * Vdrv

Соответственно, для управления синхронным ключом необходим заряд:

qq,sr - (cgs + cgd,sr) * vdrv

Такая величина заряда существенно меньше, чем специфицируемая производителем. Один и тот же транзистор, управляемый одним и тем же драйвером, в качестве синхронного ключа будет переключаться значительно быстрее, чем при обычной работе в первом квадранте. К сожалению, это преимущество в скорости обычно не реализуется. В качестве синхронных ключей стараются использовать транзисторы с очень низким сопротивлением открытого канала, а такие транзисторы обладают очень большими паразитными емкостями из-за больших размеров их кристаллов.

Следующий весьма важный момент связан с рассеиваемой мощностью в драйвере. Хотя энергия переключения синхронного ключа значительно ниже специфицируемой, появляется дополнительный ток, текущий через выходное сопротивление драйвера. Перед включением транзистора напряжение на его стоке резко идет вниз, и разрядный конденсатора CGD протекает через выходной каскад драйвера, вызывая дополнительные потери в нем. Этот эффект виден на рис. 17 из последующего раздела о влиянии высоких скоростей изменения напряжения.

Для анализа процесса выключения синхронного ключа можно пользоваться описанными выше правилами, и расчет энергии переключения будет аналогичным.