ограничения на управление "тяжелыми" транзисторами с достаточной скоростью. Другим ограничивающим фактором может стать излишняя мощность, рассеиваемая в драйвере, но, как уже обсуждалось, эта проблема может быть решена с помощью внешнего затворного резистора. Если же требуется непосредственное управление (для минимизации места или стоимости), то необходимо тщательное проектирование разводки и аккуратное шунтирование контроллера. Сильные токовые броски в цепи затвора способны сбивать чувствительные аналоговые схемы внутри контроллера, а все более мощные транзисторы требует все большей и большей энергии не их переключение. Немного позже мы обсудим принципы расчета шунтирующего конденсатора по питанию контроллера, пока же заметим, что его характерная величина лежит в диапазоне от 0,1 мк до 1 мк.

1. Величина шунтирующего конденсатора.

Здесь мы продемонстрируем расчет шунтирующего конденсатора по напряжению питания. Часто этот конденсатор является общим для всех схем контроллера, а в случае, когда питание силовой части ШИМ -контроллера осуществляется отдельно, этот конденсатор необходимо ставить как можно ближе к выводам силовой земли и силового питания.

Можно выделить два компонента тока, протекающего через шунтирующий конденсатор. Первый компонент -это ток покоя контроллера, который может изменяться почти в десять раз при изменении состояния контроллера. Если принять, что максимальный ток покоя контроллера будет при наличии высокого уровня на его выходе, и учесть, что пульсации напряжения на конденсаторе будут изменяться в зависимости от величины коэффициента заполнения, то можно сказать, что:

iq,hi * dmax

cdrv *fdrv

Другая составляющая пульсирующего тока через конденсатор - это ток затвора. Хотя точное значение его в большинстве случаев неизвестно, мы можем оценить пульсации на шунтирующем конденсаторе исходя из величины заряда, необходимого для переключения транзистора. При включении этот заряд забирается из конденсатора и передается во входную емкость транзистора. Соответственно, пульсации будут:

AVqg - cdrv

Складывая эти две составляющие пульсаций, и решая получившееся уравнение относительно CDRV, можем найти необходимую величину емкости исходя из желаемой величины пульсаций на нем:

i * dmax + q

iq,hi *~r-+ qg

p fdrv

Cdrv - aV

где IQ,HI - ток покоя драйвера при высоком уровне на его выходе, DMAX - величина максимально возможного рабочего хода, fDRV - частота коммутации ключа и QG - общий заряд затвора для данной амплитуды управляющего сигнала и определенного напряжения на ключе в закрытом состоянии.

2. Защита драйвера

Другая особенность, на которую следует обратить внимание при проектировании схем прямого управления полевым транзистором, относится к случаю, когда выходной каскад драйвера построен на биполярных транзисторах. В этом варианте мы должны обеспечить защиту от протекания обратного тока через выходные ключи. Как показано на упрощенной диаграмме на рис. 9, выходной каскад обычно строится на транзисторах n-p-n типа, что обусловлено их более плотной упаковкой и лучшими свойствами. Биполярный n-p-n транзистор может проводить ток только в одном направлении. Верхний транзистор может служить источником вытекающего тока, и ни в коем случае не может работать при втекающем. С нижним транзистором все наоборот. Незадемпфированные колебания на выходе драйвера, возникающие из-за резких

Рис. 9 Драйвер с выходным каскадом на биполярных транзисторах

бросков тока на паразитных индуктивностях, заставляют течь ток через выходной каскад в обоих направлениях. Стандартное решение этой проблемы - добавление диодов Шоттки между выходом драйвера и демпфирующим конденсатором, причем располагать их следует как можно ближе к фильтрующему конденсатору и выводу выхода. Важно так же заметить, что диоды защищают только выход драйвера, но не спасают от высокочастотного дребезга на затворе полевого транзистора, особенно когда расстояние между драйвером и силовым ключом велико.

Двухтактный биполярный драйвер

Одна из наиболее популярных эффективных схем транзистором может

управления полевым быть построена на

расстояние!

двухтактном каскаде из биполярныхvcc

транзисторов, как показано на рис. 10.g-

Как и все внешние драйверы, эта схема§

значительно облегчает работу контроллера,£

беря на себя большие броски тока и рассеивание мощности. Конечно, внешний драйвер может (и должен) быть расположен в непосредственной близости от силового ключа, локализуя в небольшой области протекание импульсных токов и снижая общую паразитную индуктивность. Даже если драйвер собран на дискретных компонентах, на нем необходимо использовать свой шунтирующий конденсатор. Он должен быть расположен непосредственно между коллектором верхнего n-p-n транзистора

и эмиттером нижнего p-n-p транзистора. Идеально было бы еще разделить питание контроллера и драйвера небольшим резистором или индуктивностью. Это улучшит устойчивость контроллера к высокочастотному шуму. Резистор RGATE на рис. 10 может не устанавливаться, резистор RB может быть рассчитан исходя из выходного тока контроллера и коэффициента усиления транзисторов драйвера.

Интересное свойство такого драйвера заключается во взаимной защите транзисторов от пробоя обратным током. Учитывая, что площадь, занимаемая драйвером невелика, и RGATE можно не принимать во внимание, такая схема может эффективно демпфировать напряжение на затворе полевого транзистора между Vbias+Vbe и GND-VBE с помощью эмиттерных переходов транзисторов. То есть двухтактный биполярный драйвер не требует никаких защитных диодов Шоттки.

Рис. 10 Двухтактный драйвер на биполярных транзисторах

>vdrv

Двухтактный драйвер на полевых транзисторах

Аналог вышеописанного драйвера, но только построенный на полевых транзисторах, приведен на рис. 11. Все плюсы, характерные для драйвера на биполярных транзисторах, сохраняются и здесь.о.

К сожалению, такой вариант имеет!=

несколько существенных недостатков поg-

сравнению со своим биполярным аналогом, и2

это обуславливает гораздо меньшую егоs

распространенность. Драйвер на рис. 11Э

инвертирует входной сигнал, поэтому контроллер тоже должен уметь инвертировать сигнал, или придется использовать-

дополнительный инвертор. Кроме того, стоимость подходящих полевых транзисторов велика, да и такая схема включения будет производить большие броски тока, когда оба транзистора будут находиться в линейном

режиме. Решение этих проблем потребует введение дополнительных логических компонентов или схем задержки, и такие решения гораздо легче осуществить в составе интегральных схем.

Рис. 11 Двухтактный драйвер на полевых транзисторах

Ускоряющие схемы

Когда говорят об ускоряющих схемах, обычно имеют в виду повышение скорости выключения транзистора. Это связано с тем, что скорость включения силового ключа в источниках питания обычно ограничена скоростью выключения, или временем обратного восстановления выпрямительных компонентов. Например, как мы уже видели на примере схемы с демпфированной диодом индуктивностью (см. рис. 3), время включения транзистора связано со

временем выключения выпрямительного диода. Поэтому высокая скорость включения полевого транзистора сдерживается временем восстановления диода, а не свойствами схемы управления, и при оптимальном проектировании скорость включения транзистора согласовано со скоростью восстановления диода. Заметим также, что уровень плато Миллера ближе к уровню земли, чем к напряжению Vdrv, поэтому к выходному сопротивлению драйвера (плюс сопротивление затворного резистора) в процессе открывания ключа прикладывается большее напряжение. В итоге, для получения нужной скорости включения полевого транзистора обычно вполне хватает и драйвера.

При выключении же ситуация совершенно иная. Теоретически, скорость выключения полевого транзистора определяется только схемой управления. Высокий ток выключения может очень быстро разрядить входную емкость транзистора, пропуская короткие броски тока, и в результате обеспечить низкие динамические потери. Высокий разряжающий ток может быть получен от драйвера на полевых транзисторах с низкоимпедансным выходом и/или с отрицательным выходным напряжением. Хотя высокие скорости переключения потенциально способны снизить динамические потери, они в то же время приводит и к возникновению высокочастотного звона из-за высоких скоростей изменения токов и напряжений, что иногда заставляет задуматься о допустимых перегрузках устройств по напряжению, а так же о соблюдении норм электромагнитных помех.

1. Диод, ускоряющий выключение

Простейший способ изменить времена включения и выключения полевого транзистора - это поставить диод параллельно затворному резистору, как показано на рис. 12. Причем такое решение применимо не только при управлении транзистором от уровня земля, но и в других вариантах - их мы обсудим позднее.

В этой схеме мы можем регулировать (точнее, замедлять) скорость включения транзистора, изменяя сопротивление резистора Rgate. Во время выключения диод D0ff будет шунтировать этот резистор, ускоряя процесс. Причем этот диод будет работать только в том случае, если ток затвора больше чем:

Ig >

vd,fwd rgate

Драйвер

Рис. 12 Ускорение выключения при помощи диода

Соответственно, для обычного диода (например, 1N4148), этот минимальный ток будет в районе 150mA, а для диода Шоттки, такого как BAS40 - порядка 300mA. Соответственно, по мере приближения к нулю напряжения затвор-исток этот диод будет помогать все меньше и меньше. В результате значительно увеличивается время задержки выключения, а скорость нарастания напряжения на стоке уменьшится незначительно. Другой минус этого способа - по-прежнему большое расстояние между драйвером и полевым транзистором, которое приходится преодолевать току выключения.

2. Схема выключения на основе p-n-p транзистора

Без сомнений, самая популярная схема для ускорения выключения полевого транзистора строится на биполярном p-n-p транзисторе, как показано на рис. 13. Здесь транзистор QOFF быстро выключает силовой полевой транзистор, перекорачивая его вход; RGATE, как и прежде, ограничивает скорость включения, а диод DON обеспечивает протекания тока включения в обход QOFF. Кроме того, DON защищает эмиттерный переход QOFF от обратного напряжения в момент начала процесса включения.

Наиболее важным преимуществом этой схемы является минимально возможная площадь петли протекания большого импульсного тока выключения - она ограничена областью затвора и истока силового ключа, и перехода коллектор - эмиттер дополнительного.

Ток выключения теперь не проходит через драйвер; соответственно, ударный ток больше не течет через земляной вывод контроллера, и вдвое снижается рассеиваемая в драйвере мощность. Транзистор QOFF

Драйвер

out Л г

Рис. 13 Ускорение выключения при транзистора

помощи p-n-p