Неизбежные потери при переключении полевого транзистора можно разделить на две категории.

Первый, более простой механизм потерь - это потери в управляющей цепи. Как описано выше, при переключении полевого транзистора происходит перезаряд его входной емкости CISS, и величина заряда, необходимая для изменения напряжения затвора от нуля до Vdrv, приводится в спецификациях как зависимость от напряжения затвор-исток. Пример такой зависимости приведен на рис. 6.

График дает зависимость величины заряда затвора от напряжения затвор-исток при разных величинах напряжения сток-исток (из-за эффекта Миллера, часть графика выше горизонтальной его части), причем для наихудшего случая. Как только найдена величина необходимого для переключения заряда, можно легко найти потери в управляющей цепи:

vdrv * qg * fdrv,

где Vdrv - амплитуда управляющего сигнала, а fDRV - его частота, в большинстве случаев равная частоте переключения. Здесь интересно заметить, что произведение QG на fDRV дает необходимый

Q G , Общий заряд затвора (nC)

Рис. 6 Типовая диаграмма общего заряда затвора

для управления полевым транзистором

Все тепло от потерь мощности рассеивается в схеме управления. Возвращаясь к рисункам 4 и 5, можно увидеть, что эти тепловыделяющие элементы представляют собой омические сопротивления на пути прохождения тока затвора - выходное сопротивление драйвера, внешний резистор между выходом драйвера и затвором транзистора и во внутреннем сопротивлении затвора. Видно, что рассеиваемая мощность зависит от времени прохождения заряда через эти омические сопротивления. Используя обозначения резисторов из рисунков 4 и 5, можно написать следующие зависимости для рассеиваемой мощности:

pdrv,on

pdrv,off

" 2

, rhi * vdrv * qg * fdrv rhi + rgate + rg,i

* rlo * vdrv * qg * fdrv

rlo + rgate + rg,i pdrv = pdrv,on + pdrv,off

В этих формулах подразумевается, что выход драйвера имеет чисто омическое сопротивление, как это обычно бывает в драйверах с выходным каскадом на полевых транзисторах. Если же выходной каскад построен на биполярных транзисторах, его сопротивление нелинейно, и приведенные формулы не могут дать корректный результат. Если используется достаточно низкоомный затворный резистор, основная мощность будет рассеиваться в драйвере; если же его сопротивление достаточно велико что бы ограничить затворный ток ниже максимального тока драйвера с выходом на биполярных транзисторах, то основная мощность будет рассеиваться в этом затворном резисторе.

В дополнение к потерям в управляющей цепи, силовой ключ рассеивает значительную мощность в короткие периоды переключения, когда через него протекает значительный ток при существенном напряжении на устройстве (то есть в линейном режиме), и для минимизации этих потерь необходимо сокращать время переключения. Рассматривая процессы включения и выключения полевых транзисторов, мы видели, что линейный режим работы транзистора ограничен периодами 2 и 3 и в том, и в другом случае, и ограничен изменением напряжения на затворе

между Vth и VGS,Mfflep

Этот факт приводит нас к очень важному для правильного проектирования драйверов выводу: наиболее важен выходной (как втекающий, так и вытекающий) ток при выходном напряжении в районе плато Миллера. При максимальном же значении выходного напряжения (обычно равным Vdrv) величина выходного тока, вообще говоря, малосущественна. Для обычных полевых транзисторов типовая величина плато Миллера находится в районе 5В, для Logic Level транзисторов - в районе 2,5В, и именно при этих значениях выходного напряжения мы должны обеспечить максимальный выходной ток для минимизации времени нахождения устройства в линейном режиме и, соответственно, потери.

Предварительную оценку потерь на переключение в силовом полевом транзисторе можно произвести, основываясь на простой линейной аппроксимации тока затвора, тока стока и напряжения на стоке в периодах 2 и 3. Сначала определим ток затвора в эти периоды:

, Miller

RHI + RGATE + RG.I

у VDRV - VGS,Miller

RHI + RGATE + RG.I

Если допустить, что IG2 заряжает входную емкость транзистора от VTH до VGSMier, а IG3 разряжает конденсатор CRSS от VDS(off) до нуля, то можно найти времена периодов 2 и 3:

VGS,Miller - VTH t2 - CISS •-

t3 - CRSS

VDS,off IG3

В течении t2 напряжение на стоке равно VDS(off), и ток нарастает от нуля до номинального IL, а в течении t3 напряжение на транзисторе падает от VDS(off) почти до нуля. Снова используя линейную аппроксимацию токов и напряжений, можно найти рассеиваемую мощность за эти интервалы (период переключения обозначим как Т):

P2 - у • VDs,off * \

t3VDS,off

P3 - - • ILr

Общие потери на переключение можно найти как сумму этих двух компонентов: VDS(off) * IL t2 + t3

Несмотря на то, что процессы переключения полевого транзистора хорошо известны, практически невозможно рассчитать точное значение потерь в них при переключении. Причина этого кроется в наличии паразитных индуктивных компонентов, которые будут значительно изменять формы токов и напряжений, и попытка учета их на практике приведет к необходимости использования дифференциальных уравнений второго порядка. А поскольку параметры, которые необходимо учитывать - такие как пороговое напряжение транзистора, величины паразитных емкостей, выходное сопротивление драйвера и пр. - имеют очень большой разброс, то вышеприведенные линейные аппроксимации выглядят более подходящими для оценки уровня потерь при переключении полевого транзистора.

Эффекты от паразитных компонентов

Наиболее существенное влияние на ключевые свойства полевых транзисторов оказывает индуктивность истока. Можно выделить две составляющих этой индуктивности -индуктивность внутрикорпусного подвода к кристаллу и индуктивность между выводом истока и общей землей. Обычно минусы фильтрующего конденсатора силовой части и конденсатора на питании драйвера затвора стараются расположить как можно ближе к выводу истока. Также, в случае использования резистивного датчика тока, его индуктивность тоже может добавляться к двум упомянутым составляющим.

Существуют два эффекта от наличия паразитной индуктивности в цепи стока. В начале процесса переключения полевого транзистора так затвора нарастает с очень высокой

Рис. 7 Паразитные элементы цепи затвора

скоростью, как показано на рис. 4 и 5, но наличие на пути этого тока паразитной индуктивности замедляет этот процесс. Соответственно, увеличивается и время, необходимое для перезаряда входной емкости, т.е. увеличиваются задержки на включение/выключение транзистора. Более того, индуктивность истока и конденсатор CISS образуют резонансный контур, показанный на рис. 7.

Этот контур возбуждается крутым фронтом управляющего сигнала, и именно это является причиной возникновения высокочастотного дребезга, иногда наблюдающегося в схемах управления. К счастью, очень высокая добротность контура, образованного LS и CISS, демпфируется (или может быть задемпфирована) небольшими сопротивлениями в цепи затвора, такими как выходное сопротивление драйвера и резисторы в цепи затвора - внешним и внутренним. Мы же можем повлиять на этот контур только изменением внешнего сопротивления RGATE, поэтому можно попробовать рассчитать его оптимальную величину:

RGATE,OPT

"(RDRV + RG,I)

Использование слишком маленького резистора приведет к наличию выброса на фронтах управляющего сигнала, но скорость переключения транзистора будет высокой. Если резистор будет слишком большой, выброса не будет, но скорость переключения упадет без всякого улучшения качества работы схемы управления.

Вторым эффектом от наличия паразитной индуктивности истока будет возникновение отрицательной обратной связи при быстром изменении тока стока. Этот эффект проявляется на интервале 2 при включении транзистора и на интервале 3 при его выключении. В течении этих периодов напряжение на затворе находится в диапазоне между Vth и VGS)Mffler, а ток затвора определяется напряжения на полном сопротивлении затвора, Vdrv-Vgs. Резко изменяющийся ток протекает через индуктивность цепи стока, генерирую на ней напряжение. Это напряжение вычитается из напряжения на затворе, уменьшая ток затвора и, соответственно, скорость переключения транзистора. Скорость изменения тока через транзистор уменьшается, и устанавливается некий баланс - работает отрицательная обратная связь.

Следующая паразитная индуктивность - индуктивность цепи стока - тоже образуется из нескольких компонентов. Сюда входит внутренняя индуктивность вывода стока и индуктивность внешних элементов -подводящих проводников и индуктивность рассеяния трансформатора (в том случае, если он используется). Все они могут рассматриваться совместно, поскольку включены последовательно, и работают как демпфер при включении транзистора. При открывании транзистора они ограничивают скорость нарастания тока и понижают напряжение на ключе на LDdi/dt. Фактически, паразитная индуктивность стока значительно понижает динамические потери при включении транзистора. Высокое значение Ld, столь привлекательно выглядящее при включении транзистора, при его выключении приводит к большим проблемам. Быстро спадающий ток генерирует на этой индуктивности огромное напряжение, которое, значительно превышая VDS(off), приводит к выбросу напряжения на стоке и существенно увеличивает динамические потери в ключе.

4. Управление полевым транзистором от уровня земли

Непосредственное управление от контроллера

)vdrv (vb ias )

В импульсных источниках питания простейший способ управления силовым полевым транзистором -это использование драйвера, входящего в состав ШИМ - контроллера, как показано на рис. 8.

Наиболее сложной проблемой в этом случае является оптимизация разводки платы, и на рис. 8 специально показан случай со значительными длинами подводящих дорожек.

Подводящие проводники образуют паразитную индуктивность из-за образования петли прямого и обратного токов, и эта индуктивность может приводить как к уменьшению скорости переключения транзистора, так и к образованию высокочастотного звона на затворе. Даже если используется общий земляной слой, паразитная индуктивность может быть только уменьшена, но не убрана вообще - земляной полигон

образует низкоиндуктивный путь только для возвратного тока, и для минимизации индуктивности пути прямого тока желательно также делать как можно более широким проводник между выходом драйвера и затвором транзистора. Другой проблемой прямого управления может стать ограниченный выходной ток драйвера - очень немногие ШИМ - контроллеры способны обеспечить выходной импульсный ток более 1А, что накладывает

расстояние!

Рис. 8 Прямое управление полевым транзистором