Полученные результаты демонстрируют ничтожные потери в обмотках трансформатора управления. Тем не менее, низкое сопротивление обмоток и высокая индуктивность намагничивания чрезвычайно критичны для минимальных искажений передаваемого сигнала. Также заметим, что рассматриваются потери в меди исключительно для переменного тока - в установившемся режиме работы через обмотки не течет никакого постоянного тока.

Наконец, рассмотрим расположение обмоток в окне магнитопровода. Первичная обмотка располагается внутри, ближе всего к керну, на ней - выходная обмотка нижнего ключа, и снаружи - входная обмотка верхнего ключа. Все обмотки мотаются в один слой. Выходная обмотка нижнего ключа образует естественный экран против паразитных емкостных токов между сигнальной землей и «летающей» частью схемы.

первичная обмотка

выходная обмотка верхнего ключа

выходная обмотка нижнего ключа

выходная обмотка верхнего ключа

выходная обмотка нижнего ключа

первичная обмотка

fXXXXXXX-

Пошаговый пример разработки схем управления от уровня земли и высокой стороны на примере обратноходового конвертора с активным демпфером.

Разработка схем управления начинается после того, как полностью разработана силовая часть и выбраны все силовые элементы. Ниже представлена упрощенная схема силовой части обратноходового преобразователя с активным демпфированием.

Интересующие нас параметры схемы:

VDS1)0ff = VDS2off = 285Vнапряжение сток-исток ключей Q1 и Q2 в выключенном состоянии. Оба

транзистора переключаются между уровнем земли (0V) и напряжением

VIN+VCLAMP

ID1 = 2.7Апиковый ток стока ключа Q1 при его выключении

Tj = 100°Срабочая температура блока

LR = 14uHрезонансная индуктивность активного демпфера силовой части

Характеристика выходных драйверов микросхемы UCC3580-4:

Расчетные параметры полевых транзисторов основаны на методологии, описанной в предыдущих приложениях и приведены для заданной рабочей температуры.

IRFP350

Qgi = 135nC CGD1 = 148pF Cossi = 391pF Rgi,i = 1.2W Vthi= 3.2V

VGS1,Mffler = 4.2V

QG2 = 60nC Cgd2 = 71pF Coss2 = 195pF RG2J = 1.63W Vth2= 3.5 V

VGS2,Miller = 4.8 V

Следующим шагом определим скорость нарастания напряжения во внешней резонансной цепи и предельно допустимые скорости для нашего устройства. В точке А резонансная индуктивность LR разряжается и заряжается через эквивалентную емкость схемы. Ток индуктора практически не изменяется в течении короткого времени переходного процесса, и может рассматриваться как постоянный ток. Эквивалентная емкость схемы в точке А и результирующая скорость изменения напряжения будет:

CR = COSS1+COSS2

dv ID1

CR = 391pF+195pF = 586pF

dv » 2.7A

Для предотвращения ложного включения полевого транзистора из-за большой скорости нарастания напряжения на нем должно выполняться условие (при RGATE = 0Q):

dv dtON

Vg

(Rg,i + Rhi) • Cg

15V - 4.2V

dtQ1ON (1.2W + 20W) • 148pF

dv = 15V - 4.8V dtQ2ON ~ (1.63W + 33W)• 71pF

. kV .kV

(Rg,i + Rlo) • Cg

dv =3.2V= 1 93kV

dtQ1LIMIT (1.2W+ 10W) • 148pF . ms

(1.63W + 33W) • 71pF

Поскольку скорость нарастания напряжения на резонансных элементах больше чем рассчитанная величина dv/dtLIMIT для обеих транзисторов, необходимо использовать ускоряющие выключение схемы и там, и там. Ниже приведены раздельные схемы управления для нижнего и верхнего ключей соответственно.