Пример расчета бутстрепного конденсатора

Здесь мы рассмотрим управление транзистором IRF1310N от интегрального драйвера верхнего уровня IR2125 понижающем конверторе с входным напряжением 48В. Ниже приведена схема цепей управления.

) vbias

Драйвер верхнего уровня

Определимся с параметрами схемы:

vin,max = 65V

Vdrv = 12V AVbst = 0.5 V Avbst,max = 3V

fDRV = 100kHz Dmax = 0.9

Toff,tr = 400ms

TON,TR = 200ms

максимальное входное напряжение

напряжения питания драйвера и амплитуда управляющего сигнала пульсация напряжения на конденсаторе CBST в установившемся режиме максимальное падение напряжения на CBST перед тем как сработает схема защиты от пониженного напряжения или амплитуда управляющего сигнала станет недостаточной частота преобразования

максимальный коэффициент заполнения при минимальном входном напряжении -в этом примере у контроллера нет ограничения максимального коэффициента заполнения

время переходного процесса при резком пропадании нагрузки - в течении этого времени силовой ключ закрыт

время переходного процесса при резком подключении нагрузки - в течении этого времени силовой ключ открыт и ток в выходном дросселе непрерывно нарастает

Характеристики применяемых компонентов:

QG = 85nC RGS = 5.1K

IR = 10цА

VF = 0.6V ILK = 0.13mA

Iqbs = 1mA

температуре его

общий заряд переключения IRF1310 при VDRV = 12V и VDS = 65 V величина резистора RGS

ток утечки диода DBST при максимальном входном напряжении и перехода Tj = 80°C

падение напряжения на диоде DBST при токе 0.1А и температуре перехода TJ = 80°C ток утечки схемы сдвига уровня при максимальном входном напряжении и температуре кристалла Tj = 100°C ток, потребляемый драйвером верхнего уровня

Сначала рассчитаем минимальное значение бутстрепного конденсатора в установившемся режиме:

Ir + Ilk + Iqbs + VdrvVf I* + Qg

n vrgs 0 fdrv

cbst,1 =Av

Подставляя значения, получим минимальную емкость бутстрепного конденсатора для установившегося режима:

.+ 0.13mA + 1mA + 12V-0.6V l*-09- + 85nC

Cbst 1 = 51K 0 100kHz = 231nF

bs1,10.5V

В переходных режимах (при резком изменении нагрузки) емкость бутстрепного конденсатора должна рассчитываться исходя из максимального падения напряжения на нем. Когда силовой ключ выключается более чем на один период, ток в дросселе спадает до нуля, и напряжение на истоке силового транзистора становится равным выходному напряжению. Бутстрепный диод закрыт обратным напряжением, и питание драйвера осуществляется энергией бутстрепного конденсатора. Более того, в конце переходного процесса этой энергии должно хватить для включения транзистора. Соответственно, емкость бутстрепного конденсатора должна быть не менее, чем:

I +1 +1 + vdrv - vf V t+ Q

ir + ilk + iqbs + I* toff,tr + qg

cbst,2 =AV

avbst,max

В нашем случае:

.+ 0.13mA + 1mA + 12V 0.6V ]*400ms + 85nC CBST1 = ---0-= 478nF

Следующий расчет произведем для случая, когда силовой ключ постоянно открыт в течении 200ms переходного процесса. Это более легкий случай, поскольку энергии бутстрепного конденсатора здесь должно хватить только для компенсации токов утечки:

i +1 +1 + vdrv - vf * t

ir + ilk + iqbs + ~I* ton,tr

cbst,3 =Av

Avbst,max

В нашем случае:

. + 0.13mA + 1mA + 12V 0.6V 0* 200ms Cbst,3 =--3v-0-= 225nF

Суммируя вышесказанное, можно выбрать бутстрепный конденсатор емкостью 470nF.

Драйвер верхнего уровня должен быть так же зашунтирован за землю, конденсатор CDRV на схеме вверху. Он является источником энергии для заряда бутстрепного конденсатора во время включенного состояния силового транзистора. Если CDRV>>CBST, бутстрепный конденсатор способен зарядиться до уровня VDRV, и обычно это правило стараются соблюсти. При его расчете можно воспользоваться следующим правилом: берется минимальное значение бутстрепного конденсатора для установившегося режима и умножается на десять. В нашем случае:

cdrv »10 * cbst,1 = 2.2mf

Развязывающий конденсатор и постоянная времени переходного процесса

Здесь мы рассмотрим расчет развязывающего конденсатора и резистора затвор-исток в схеме с развязкой по постоянному току. Зададимся целью получить отрицательное запирающее смещение в 3В на затворе транзистора для гарантированного его закрывания.

vdrv -vcl4

Исходные данные:

dVIN/dt = 200V/ms

Cgd,0 = 1nF

VTH = 2.7V

Vdrv = 15V fDRV = 100kHz Dmax = 0.8

VCL = 3V

AVc = 1.5V

QG = 80nC

t = 100ms

максимальная скорость нарастания входного напряжения, определяется схемой ограничения тока и энергией во входном конденсаторе

максимальная емкость затвор-сток силового ключа при нулевом напряжении сток-исток, полученная из спецификации

пороговое напряжение транзистора при максимальной температуре напряжение питания ШИМ-контроллера, или выходного драйвера частота преобразования

максимальный коэффициент заполнения, определяется контроллером амплитуда отрицательного смещения

максимально допустимая пульсация на развязывающем конденсаторе общий заряд переключения полевого транзистора

постоянная времени установления напряжения на развязывающем конденсаторе VC

Процесс разработки начнем с определения максимальной величины резистора исток-затвор RGS, способной удержать силовой транзистор в выключенном состоянии при подаче напряжения питания. При возрастании напряжения сток-исток силового ключа конденсатор CGD заряжается, и ток его заряда, пропорциональный скорости нарастания напряжения dVIN/dt, протекает через резистор RGS. Полевой транзистор остается в выключенном состоянии, если падение напряжения на RGS меньше порога открывания. Соответственно, можно сказать что:

RGS -V™RGS -27V-ту- 13.5kW

CGD0 •-12L1nF• 200000-