A5. Ограничение скорости нарастания

Полевой транзистор боится только очень больших скоростей изменения напряжения сток-исток. Основан этот эффект на протекании тока перезаряда емкости сток-затвор и, соответственно, генерации положительного напряжения исток-затвор. Как только амплитуда этого сигнала превышает порог открывания транзистора, он начинает приоткрываться. И здесь можно обсудить три различных сценария.

Сначала рассмотрим емкостной делитель, образованный конденсаторами CGD и CGS. Исходя из их величин, можно

рассчитать напряжение исток-затвор:

cgs + cgd

Если Vgs<Vth, полевой транзистор Максимальное напряжение сито-исток в быть определено как:

остается закрытым. этом случае может

vds,max

v * cgs + cgd

Этот механизм, как правило, совершенно на страшен для низковольтовых схем, и величины внешнего резистора и выходного сопротивления драйвера никак на него не влияют.

Если же напряжение велико, желательно оценить максимальное значение скорости нарастания напряжения сток-исток с учетом всех эффектов. Сначала рассмотрим идеальный случай - когда эквивалентное сопротивление затвор-исток пренебрежимо мало, в этом случае устойчивость схемы максимально.

Начало открывание обусловлено падением напряжения на резисторе RG,I из-за протекания через него тока заряда конденсатора CGD. Соответственно, предельное значение dv/dt будет:

dtn - limit rg,i * cgd

Эта оценка вполне применима для схем, где скорость нарастания напряжения сток-исток определяется внешними компонентами, например в синхронных выпрямителях, резонансных схемах и в конверторах с мягким переключением.

Третий расчет основан на схеме, где учитываются как паразитные параметры полевого транзистора, так и внешние элементы входной цепи. Для сохранения транзистором закрытого состояния его напряжение исток-затвор должно оставаться ниже порога включения:

IRFP450

-I h-.1 cgs

IRFP450

IRFP450

dtlimit (rg,i + rgate + rlo ) * cgd

Здесь важно еще раз отметить сильную зависимость порогового напряжения от температуры. Поэтому данный эффект необходимо учитывать при анализе устойчивости схем к большим скоростям изменения напряжения сток-исток. В нашем случае учтем температуру перехода в 100°С и посмотрим ограничения во всех трех случаях.

Случай 1: Максимальное напряжение, при котором транзистор не откроется при любом dv/dt:

Vds,MAX (Vth +AVadj) • CGSC+Vds,max (3.157V + 0.35V) • 26°°pF 26.82V

Cgd340pF

Случай 2: Ограничение dv/dt без учета входных цепей:

dv VTH + AVadjdv 3.175V + 0.35V 64kV

dtn - limit rg,i cgddtn - limit 1.6W340pF ms

Случай 3: Ограничение dv/dt с учетом сопротивлений входных цепей:

dv Vth +AVadjdv 3.175 + 0.35 VV

dt limit (Rg,i + Rgate + Rlo) • Cgddt limit (1.6W + 5W + 5W) 340pF ms

Приложение B

Расчет шунтирующего конденсатора драйвера

Для обеспечения высоких скоростей переключения и корректной работы схемы питания драйверов силовых полевых транзисторов должны обладать весьма низким импедансом. Для обеспечения этого чрезвычайно важного параметра используются высокочастотные емкости, как правило, хорошие многослойные керамические конденсаторы. Столь же важно правильное взаимное расположение драйвера и шунтирующего конденсатора. Вот некоторые важные правила на этот счет:

* Драйвердолжен

располагаться как можно ближе к силовому ключу, которым он управляет. Значительнаядистанция

между ШИМ - контроллером и полевым транзистором может допускаться только при очень тщательной разводке печатной платы. Хотя в цепи управления и отсутствуют значительные токи, дорожки желательно делать как можно шире - это снизитпаразитную

индуктивность, обеспечит меньший импеданс цепи управления и улучшит устойчивость к наводкам.

* Так же важно раздельно шунтировать все цепи с импульсными токами - силовую часть, питание контроллера и драйвера - своими собственными конденсаторами. Площади этих цепей так же должны быть минимальны.

При включении входной ток силового ключа течет из шунтирующего конденсатора драйвера, а при выключении высокочастотный конденсатор силовой части должен обеспечивать ток заряда емкости CGD.

В качестве примера рассмотрим случай управления силового транзистора IRFP450 от драйвера MIC4423. Ток потребления драйвера при высоком состоянии его выхода составляет 2.5mA, а при низком состоянии им можно пренебречь. Частота преобразования 100кГц, а максимальный коэффициент заполнения равен 0.7. Напряжение питания драйвера 12В, напряжение на закрытом силовом ключе приблизительно 300В.

При этих условиях полный заряд переключения составит 115nC. 5% пульсаций на шунтирующем конденсаторе от 12В питания составят 0.6В. Рассчитаем минимальную емкость шунтирующего конденсатора:

CBYPASS

CBYPASS

DMAX fDRV

2.5mA *-

Пример зависимости минимальной емкости шунтирующего конденсатора от частоты преобразования приведена на рисунке справа. При высокой частоте ее определяет энергия перезаряда входной емкости силового ключа, поэтому кривая приближается к некоторому значению асимптотически. При низкой частоте резко увеличивается вклад тока потребления драйвера. Заметим, что пульсации на шунтирующем конденсаторе зависят от коэффициента заполнения, мы рассмотрели худший случай с D=0.7.

Частота преобразования (kHz)

т а с н е с[ н

-й с; го