Таким образом, при равных пиковых мощностях передатчика переход к DSB дает четырехкратный, а к SSB - восьмикратный выигрыш. Однако средняя излучаемая мощность при DSB получается вдвое меньше, чем при SSB за счет периодического уменьшения амплитуды излучаемого сигнала до нуля (см. рис. 5). При одинаковых же средних мощностях передатчика, или при одинаковых мощностях, подводимых к оконечному каскаду от источника питания, DSB и SSB модуляция эквивалентны по выигрышу и оказываются намного эффективнее AM. В паузах речи DSB и SSB передатчики не излучают, а это повышает их экономичность и снижает общий уровень помех в эфире.

Рис. 7. Структурная схема DSB. передатчика

Рис. 8. Структурная схема фильтрового SSB передатчика

Структурная схема DSB передатчика (рис. 7) чрезвычайно проста. Он содержит задающий генератор G1, который может содержать также буферные каскады и умножители частоты, балансный модулятор U1 и выходной усилитель мощности А1. Второй вход балансного модулятора соединен с микрофонным усилителем А2. Часто балансную модуляцию осуществляют в выходном мощном двухтактном каскаде.

Сформировать SSB сигнал значительно сложнее. Находят применение два способа - фазовый и фильтровый. Структурная схема фазового SSB передатчика не отличается от показанной на рис. 7, за исключением того, что вместо балансного модулятора U1 должен использоваться однополосный модулятор, который мы рассмотрим в следующем разделе.

Фильтровый передатчик (рис. 8) содержит кварцевый генератор G1, балансный модулятор U1 и микрофонный усилитель А2. DSB сигнал с выхода модулятора U1 подается на узкополосный кварцевый или электромеханический фильтр (ЭМФ), выделяющий одну боковую полосу спектра сигнала. Поскольку фильтр с полосой пропускания 2,1 ... 3 кГц можно выполнить только на фиксированную частоту f1, обычно 500 кГц для ЭМФ и 3...9 МГц для кварцевых, необходимо еще одно преобразование частоты, осуществляемое смесителем U2. Частота перестраиваемого гетеродина G2 подбирается такой, чтобы сумма или разность частот f1 и f2 попала в рабочий диапазон.

К недостаткам фильтрового SSB передатчика относятся сложность схемы и наличие побочных каналов излучения, возникающих на частотах гетеродинов и комбинационных частотах при многократном преобразовании частоты. Например, при первой ПЧ fr = 500 кГц для переноса SSB сигнала на высокочастотные диапазоны 14 ... 28 МГц при условии хорошей фильтрации побочных продуктов двух преобразований уже недостаточно, и в схему рис. 8 приходится вводить еще один смеситель с кварцевым гетеродином. Трансиверы, использующие фильтровый метод, еще сложнее, поскольку в приемнике трансивера необходимо установить

столько же преобразователей частоты, сколько их имеется в передатчике. Лишь гетеродины и фильтры получаются общими для передатчика и приемника. Естественно, что приемник трансивера получается супергетеродинным, по крайней мере с двухкратным преобразованием частоты.

Рассмотрим теперь способы приема модулированных сигналов. AM сигналы детектируются общеизвестным детектором огибающей,, таким же, как в любом радиовещатель-ном приемнике. Естественно, что до детектирования AM сигнал должен быть усилен до значительного уровня (0.,1 ... 1 В), поэтому AM приемники обычно выполняют по супергетеродинной схеме. При приеме DSB сигналов с подавленной несущей последняя восстанавливается в

тракте ПЧ самого приемника. Казалось бы, что приемник трансивера прямого преобразования (см. рис. 1), обладающий кривой селективности, как на рис. 2, идеально подходит для приема DSB сигнала со спектром рис. 6, б. На самом деле это не так. Даже при точной настройке гетеродина на частоту подавленной несущей w0 его колебания будут иметь произвольный фазовый сдвиг ф. Напряжения DSB сигнала и гетеродина приемника можно записать следующим образом:

uc=s(t)AQ cos u>o*. ыг=Лг cos (сМ+ф).

Смеситель приемника осуществляет операцию перемножения этих сигналов:

wc«P = s (t) AcAj}cos eofcos (щ1 -J- ф) = А А

s(0 -[cos ф -f свд<2%* + ф)].

ФНЧ на выходе смесителя выделяет только НЧ сигнал, соответствующий первому слагаемому, и отфильтровывает сигнал с удвоенной частотой 2w0. Звуковое напряжение НЧ оказывается пропорциональным косинусу разности фаз напряжений сигнала и гетеродина:

«нч = £ (0 -2- C0S(P

Оно максимально при ф = 0° и ф - 180°, но обращается в нуль при ф = 90° и 270°. Физически это явление объясняется тем, что две боковые полосы DSB сигнала преобразуются в смесителе независимо друг от друга и складываются на его выходе. При этом верхняя боковая полоса приобретает фазовый сдвиг - ф, поскольку частота и фаза гетеродина вычитаются из частоты и фазы сигнала (последняя принята за нулевую). Нижняя боковая приобретает фазовый сдвиг +ф. При ф = 90° или 270° НЧ колебания от двух боковых полос получаются противофазными и компенсируют друг друга. Существуют способы и схемы для приема DSB сигналов с автоматической подстройкой частоты и фазы гетеродина по принимаемому сигналу. В радиолюбительской практике они пока не использовались. А без автоподстройки при существующей стабильности частоты любительских передатчиков точная фазировка колебаний гетеродина практически невозможна. Если частоты гетеродина и подавленной несущей совпадают не точно, то сдвиг фазы ф непрерывно изменяется во времени (ф = Qt, где Q - расстройка частот) и амплитуда НЧ сигнала периодически изменяется от максимума до нуля. Это заметно ухудшает разборчивость и качество принимаемого сигнала.

DSB сигнал без всяких затруднений принимается на однополосный приемник. В этом случае для приема используется только одна боковая, а другая либо отфильтровывается (в супергетеродине), либо подавляется фазовым методом (в приемнике прямого преобразования). Точно так же, без всяких затруднений, принимаются и SSB сигналы на простейший приемник или трансивер прямого преобразования, выполненный, например, по схеме рис. 1. Неиспользуемая боковая полоса приема служит только источником помех, и ее желательно подавить. В трансиверах прямого преобразования это удобнее всего сделать фазовым методом.

3. ФАЗОВЫЙ МЕТОД ФОРМИРОВАНИЯ И ПРИЕМА SSB СИГНАЛОВ

Рассмотрим сначала фазовый формирователь 55В сигнала. Его структурная схема показана на рис. 9. НЧ сигнал от микрофонного усилителя подается на широкополосный НЧ фазовращатель U1, создающий относительный фазовый сдвиг 90° между выходными сигналами. Напряжение гетеродина также проходит через ВЧ фазовращатель U4. Сдвинутые по фазе НЧ и ВЧ сигналы попарно смешиваются в балансных модуляторах U2 и U3, а затем складываются на выходе формирователя. Обозначим НЧ сигнал как Ac cos Qt, а ВЧ сигнал как cos wt. Сдвинутые по фазе на 90° сигналы будут выражаться функциями AC sin Qt и Аг sin wt. После перемножения в модуляторах и суммирования получаем выходное напряжение формирователя:

ис=А0Аг (cos Qt*cos wt+sin Qt*sin wt) =АСАГ cos (w - Q)t.

Оно соответствует нижней боковой полосе сигнала. Легко убедиться, что переключение выводов одного из

фазовращателей (рис. 9) приведет к подавлению нижней и выделению верхней боковой полосы.

Работу формирователя можно пояснить также следующими соображениями: при преобразовании частоты верхняя и нижняя боковые полосы (ВВП и НБП) имеют нулевой фазовый сдвиг в смесителе U2. В смесителе U3 сигналы НЧ и ВЧ имеют фазовый сдвиг по + 90° каждый. Частоты нижней боковой образуются по закону iHBii=f - F, фазы сигналов также вычитаются. В результате сигнал НБП на выходе смесителя U3 имеет такую же (нулевую) фазу, как и на выходе U2. Выходные напряжения смесителей на НБП складываются. Для ВВП частоты преобразуются по закону 1ВБП = f +F, фазы сигналов также складываются. Фаза колебаний ВВП на выходе смесителя U3 оказывается равной 180°, т. е. они противофазны колебаниям ВБП на выходе смесителя U2. В результате полученные напряжения взаимно компенсируются и ВБП подавляется.

$0 в

Рис. 9. Фазовый формирователь SSB сигнала

Полная компенсация одной из боковых полос в фазовом формирователе SSB сигнала возможна лишь при условии, что амплитуды сигналов на выходах двух смесителей (модуляторов) равны, а фазовые сдвиги входных сигналов составляют точно 90°. На практике, разумеется, эти условия не выполняются и подавляемая боковая полоса компенсируется не полностью. Ориентировочные значения допустимого разбаланса смесителей по амплитудам и фазам приведены в табл. 1.

Таблица 1

В любительской практике вполне достаточно подавление нежелательной боковой на 40 дБ, при котором амплитудный и фазовый разбаланс могут составить 2 % и 1,1° соответственно. Точность установки амплитуд на выходах обоих фазовращателей и фазового сдвига ВЧ фазовращателя на фиксированной частоте зависят только от тщательности регулировки и стабильности элементов. Получить же постоянный фазовый сдвиг в широкой полосе НЧ теоретически невозможно. Отклонения фазы НЧ сигнала зависят от вида (порядка) фазовращателя, например для фазовращателя четвертого порядка отклонение фазы получается не более 1° в десятикратной полосе частот 0,3 ...3 кГц. Конкретные схемы и принцип действия фазовращателей рассмотрены далее.

Если в формирователе рис. 9 применяются только пассивные элементы, т. е. отсутствуют однонаправленные смесительные или усилительные каскады, то устройство оказывается обратимым. При подаче на его выход SSB сигнала на НЧ входе выделяется демодулированный НЧ сигнал. Однако если на передачу формирователь выделяет нижнюю боковую полосу, то при приеме он будет выделять верхнюю, и наоборот, В этом легко убедиться, выписав тригонометрические формулы или используя рассуждения, подобные приведенным выше. Поэтому в