Ремонт принтеров, сканнеров, факсов и остальной офисной техники


назад Оглавление вперед




[13]

источника питания. В результате этого напряжение на входе 8 элемента ЭЗ имеет уровень «логического О», а напряжение на выходе 9 данного элемента - уровень «логической 1».

Подача в момент времени t1 на вход 2 элемента Э1 импульса с уровнем «логического 0» приводит к появлению на выходе 3 элемента Э1 напряжения с уровнем «логической 1», а на выходе 6 элемента Э2 - «логического О». При этом через открывшийся переход коллектор - эмиттер транзистора VT2 положительный вывод конденсатора С соединяется с эмиттером транзистора VT4. Это приводит к изменению полярности напряжения иБЭ, подводимого к переходу эмиттер - база транзистора VT4, и закрытию этого транзистора. В результате через резистор R4 к входу 8 подводится напряжение с уровнем «логической 1». Так как напряжение на обоих входах элемента ЭЗ соответствует уровню «логической 1», то на выходе 9 элемента ЭЗ напряжение снижается до уровня «логического 0». Это напряжение подводится к входу 1 элемента Э1, что обеспечивает поддержание напряжения с уровнем «логической 1» на выходе 3 и напряжения с уровнем «логического 0» на выходе 6 элемента Э2 и после окончания действия импульса.

После открытия транзистора VT2 через конденсатор С проходит ток в направлении, указанном на рис. 12, а стрелками. Вследствие прохождения этого тока, направление которого противоположно направлению тока зарядки конденсатора, происходит перезарядка (разрядка) конденсатора с изменением напряжения (см. рис. 12,6). После того, как в процессе перезарядки конденсатора напряжение Uc на нем уменьшится до нуля, а затем возрастет до 0,3 - 0,5 В, произойдет открытие транзистора VT4. Вследствие этого напряжение на входе 8 элемента ЭЗ снижается до уровня «логического 0», а напряжение на выходе 9 увеличивается до уровня «логической 1».

Появление напряжения с уровнем «логической 1» на выходе 9 элемента ЭЗ и, следовательно, на входе 1 элемента Э1 в сочетании с подведением напряжения такого же уровня к входу 2 элемента Э1 обеспечивает установку одновибратора в исходное состояние. При этом поскольку транзистор VT2 будет закрыт, через резистор R2 произойдет быстрая зарядка конденсатора С, и схема окажется подготовленной к последующей работе.

Для реализуемого в одновибраторе процесса перезарядки конденсатора (вследствие подведения к нему напряжения питания обратной полярности) характерно более интенсивное снижение напряжения на конденсаторе по сравнению с режимом обычной его разрядки (см. рис. 11). Благодаря этому при U(.=±0,5 В изменение напряжения в процессе перезарядки конденсатора происходит достаточно интенсивно. Поэтому можно сделать допущение о том, что окончание импульса на выходе одновибратора соответствует перезарядке конденсатора не до уровня 0,3 - 0,5 В, а до напряжения, равного нулю. При таком допущении продолжительность импульса одновибратора

tH = - RC1n0,5=0,7RC.

Стабильность продолжительности импульса t одновибратора, в первую очередь, определяется характеристиками конденсатора. Если требования к стабильности t высоки, то нельзя применять в одновибраторе оксидно-полупроводниковые конденсаторы (имеющие минимальные размеры). В этом случае необходимо использовать конденсаторы иного типа, но во избежание чрезмерного увеличения размеров аппаратуры емкость конденсатора С приходится значительно ограничивать. Для получения же требуемой величины in необходимо увеличивать сопротивление резистора R. В рассматриваемом одновибраторе эта задача решается без особых затруднений путем применения транзистора VT4 с высоким коэффициентом усиления.

Это можно проиллюстрировать на примере использования в одновибраторе логических микросхем серии К511, у которых максимальная сила входного тока составляет ~0,5 мА. Такой ток !к должен проходить в цепи коллектора транзистора VT4 и для его обеспечения сила тока в цепи базы транзистора (проходящего через резистор R)

где р - коэффициент усиления транзистора по току; k - коэффициент, учитывающий необходимость увеличения силы тока базы для гарантированного получения режима насыщения транзистора, к= 1,3-7-1,5.

Рис. 13. Схема усилителя сигналов датчика частоты вращения


Значение р для ряда типов выпускаемых транзисторов (например, КТ3102, КТ342, КТ373) составляют не менее 100 - 200. Тогда сила тока базы транзистора VT4 должна быть не менее 3,75 - 7,5 мкА. При напряжении питания одновибратора, равном 15 В, для получения такого тока потребуется применение резистора R с сопротивлением 2 - 4 МОм. Следует, однако, иметь в виду, что для обеспечения стабильной работы автомобильной электронной аппаратуры применять резисторы со столь высоким номинальным сопротивлением не рекомендуется из-за возможных нарушений ее работы под воздействием токов утечки. Поэтому верхний допустимый предел сопротивления резистора R должен составлять 500 кОм - 1 МОм. При таких номинальных сопротивлениях резистора R для получения, например, продолжительности импульса 1И=100 мс в одновибраторе необходимо применять конденсатор С емкостью не более 0,15 - 0,33 мкФ.

Рис. 14. Формы сигналов усилителя датчика частоты вращения при различных амплитудах входного сигнала

При использовании в составе ПЧН описанных одновибраторов для обеспечения их нормального функционирования необходимо подавать на вход одновибратора импульсы, амплитуда которых выше порогового напряжения ипор применяемых микросхем. Данное требование в некоторых случаях может быть обеспечено и без применения в составе ПЧН усилителя-ограничителя. В частности, это возможно в системах управления, в которых в качестве входного сигнала используется частота вращения коленчатого вала двигателя и вход ПЧН подключается к прерывателю системы зажигания, уровень напряжения на котором не ниже напряжения бортовой сети. Если же в качестве датчика частоты вращения контролируемого вала применяют устройства индукторного типа или тахогенераторы, то при низких частотах вращения вала амплитуда сигналов датчика недостаточна для нормальной работы одновибраторов. В этих случаях между выходом датчика и входом одновибратора устанавливают усилитель-ограничитель сигналов, который преобразует поступающие на его вход сигналы произвольной формы и небольшой амплитуды в последовательность прямоугольных импульсов с амплитудой, близкой к напряжению бортовой сети.

На рис. 13 приведена схема одного из возможных вариантов такого усилителя, выполненного на базе дискретных элементов. Первый каскад усилителя, состоящий из транзистора VT1, конденсатора CJ и резисторов Rl - R4, выполнен по общеизвестной схеме усилителя с емкостной связью {31]. Вторым каскадом усилителя является ключ, выполненный на транзисторе VT2. Выход первого каскада (точка В) соединяется со


входом второго каскада (точка С) через разделительный конденсатор С2, благодаря чему на вход второго каскада не попадает постоянная составляющая напряжения. Характер изменения напряжения, действующего в различных элементах усилителя, показан на рис. 14, на котором использованы следующие обозначения: Unp - пороговое напряжение открытия транзистора VT1; - напряжение насыщения транзистора VT1; UCM - напряжение на базе транзистора VT1 при отсутствии внешнего сигнала (напряжение смещения).

Усилитель, выполненный по схеме согласно рис. 13, целесообразно применять в тех случаях, когда выходной сигнал тахомет-рического преобразователя имеет амплитуды не меньше 0,5 В. В этом случае сигнал на выходе усилителя при изменении амплитуды входного сигнала в широких пределах имеет практически постоянную скважность, т. е. отношение продолжительности цикла tu к продолжительности t импульса постоянно (рис. 14).

Если амплитуда входного сигнала усилителя меньше 0,5 В, то скважность сигнала начинает заметно уменьшаться. Для некоторых систем управления такое непостоянство величины скважности недопустимо. В этом случае для получения на выходе усилителя последовательности импульсов постоянной скважности независимо от уровня входного сигнала (начиная с десятков милливольт) в качестве основного элемента усилителя-ограничителя применяют операционный усилитель, работающий в режиме усилителя с положительной обратной связью, компаратор (или триггер Шмидта). Такой эффект достигается в результате того, что операционный усилитель переходит из режима с минимальным выходным напряжением в режим с максимальным выходным напряжением при изменении напряжения, подводимого к его входам, всего лишь на единицы или максимум на десятки милливольт.

»+1-т.-I 0 +

Рис. 15. Схемы усилителей-ограничителей для обработки входных сигналов низкого уровня датчика частоты вращения:

а - без разделения цепей постоянного и переменного токов; б - с разделительным конденсатором между входной цепью усилителя и обмоткой датчика частоты вращения

На рис. 15 приведены схемы усилителей-ограничителей, которые могут быть рекомендованы для применения при низких уровнях входного сигнала датчика частоты вращения. В этих схемах синфазным сигналом операционного усилителя является напряжение, подводимое к его входам от делителя напряжения (резисторы R1 и R2).

В схеме на рис. 15, а переменная ЭДС, индуктируемая в обмотке датчика частоты вращения, является дифференциальным сигналом для операционного усилителя. Благодаря этому даже при небольшой амплитуде ЭДС при изменении ее полярности почти скачкообразно меняется уровень напряжения на выходе операционного усилителя. В результате соединения выхода операционного усилителя с его неинвертирующим входом через резистор R4 большого сопротивления в усилителе создается небольшая положительная обратная связь, позволяющая получить еще более крутой фронт выходного напряжения.

В схеме согласно рис. 15,6 изменение полярности ЭДС, индуктируемой в обмотке датчика частоты вращения, обеспечивает периодическое изменение напряжения на инвертирующем входе усилителя. Наличие в усилителе положительной обратной связи вследствие включения между выходом и неинвертирующим входом усилителя резистора R4, обусловливает смещение кривых 1 и 2 (рис. 16) вверх от оси абсцисс на величину ДЦх.. В результате в усилителе формируется дифференциальный сигнал с крутым фронтом изменения в районе значений t, при которых изменяется полярность кривых 1 и 2. Вследствие этого импульсы напряжения на выходе усилителя имеют практически прямоугольную форму (кривые I" и 2").

Применение положительной обратной связи в усилителе обеспечивает не только увеличение крутизны фронта выходного сигнала, но также позволяет получить постоянную его скважность, равную 2. Следует отметить, что в тех случаях, когда амплитуда сигнала преобразователя значительно выше UCM (по крайней мере на один порядок), можно получить крутой фронт и практически постоянную скважность выходного сигнала без применения положительной обратной связи.

Схема, выполненная согласно рис. 15, а, содержит меньшее число элементов по сравнению со схемой, приведенной на рис. 15,6. Однако в схеме на рис. 15,6 обмотка преобразователя не нагружается постоянной составляющей тока, в результате чего повышается его чувствительность.



[стр.Начало] [стр.1] [стр.2] [стр.3] [стр.4] [стр.5] [стр.6] [стр.7] [стр.8] [стр.9] [стр.10] [стр.11] [стр.12] [стр.13] [стр.14] [стр.15] [стр.16] [стр.17] [стр.18] [стр.19] [стр.20] [стр.21] [стр.22] [стр.23] [стр.24] [стр.25] [стр.26] [стр.27] [стр.28] [стр.29] [стр.30] [стр.31] [стр.32] [стр.33] [стр.34] [стр.35] [стр.36] [стр.37] [стр.38] [стр.39] [стр.40] [стр.41]