совмещенных схем ИИЭ и ГСР могут быть реализованы на существующих серийных транзисторах. В следующем разделе приведена практическая самостабилизирующаяся схема для телевизора 32 ПИЦТ-IV.

ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ДЛЯ БЫТОВОЙ АППАРАТУРЫ

Большинство из описываемых ниже схем ИИЭ было пер;воначально создано для телевизионных приемников. Однако они, за исключением схем, в которых функции ИИЭ частично совмещаются с функциями выходного каскада строчной развертки, могут быть использованы и в другой бытовой радиоаппаратуре с эквивалентной потребляемой мощностью нагрузки.

Первоначальное распространение ИИЭ преимущественно в телевизионных приемниках объясняется двумя причинами, облегчавшими решение схемно-кон-структпвных вопросов для этого вида аппаратуры. Во-первых, чувствительность телевизионных приемников к создаваемым ИИЭ помехам значительно «иже, чем аппаратуры звуковоспроизведения, особенно высококачественного. Во-вторых, телевизионные приемники отличаются относительным постоянством мощности, потребляемой в нагрузке. Переменная часть этой мощности обусловлена изменениями яркости экрана при смене сюжетов и составляет не более 20 Вт (приблизительно 30% максимальной потребляемой мощности).

Для стереофонического усилителя с выходной мощностью, например 2X20 Вт колебания мощности достигают 70 - 80 Вт (приблизительно 70 - 80% максимальной потребляемой мощности). Поэтому для этого класса радиоаппаратуры ИИЭ получаются более дорогостоящими из-за необходимости использования двухтактных схем или более сложных стабилизаторов.

Ниже рассмотрены некоторые практические ИИЭ, прошедшие этапы опыт-до-конструкторских разработок и успешной опытной эксплуатации.

ОДНОТАКТНЫЙ ТРАНЗИСТОРНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ АВТОГЕНЕРАТОРНОГО ТИПА

Схема, приведенная на рис. 24, была предложена в 1974 г. [5], однако ее практическое воплощение стало возможным лишь после освоения в массовом производстве соответствующих электронных изделий: мощных высоковольтных транзисторов, быстродействующих выпрямительных диодов, электролитических конденсаторов с малым RaM, ферритовых магнитопроводов для импульсных силовых трансформаторов. В настоящее время этот преобразователь является базовым для ИИЭ цветных телевизионных приемников. Его преимуществами являются малое число использованных элементов, хорошая стабильность выходных напряжений при колебаниях сетевого напряжения в пределах -}-15ч - 20% и мощности нагрузки до 30%. Кроме того, он обладает внутренней защитой от аварийных режимов короткого замыкания и холостого хода. По принципу действия преобразователь является мощным однотактным автогенератором с трансформаторной ОС и «обратным» включением выпрямителей напряжений нагрузки.

Рис. 26. Временные диаграммы (о) для схемы рис. 24 и аппроксимация вольт - амперной характерист и к и выпрямительного диода (б)

Процессы, определяющие частоту автоколебаний, а также отдаваемую преобразователем мощность, поясняются с помощью временных диаграмм рис. 26,а.. Когда VT3 отперт, через него и первичную обмотку трансформатора протекает линейно нарастающий ток i1 (на рис. 26,а изображен штриховой линией). В это время на резисторах R7, R22 включенных последовательно в цепь коллекторного тока, вырабатывается линейно нарастающее напряжение отрицательной по отношению к эмиттеру VT3 полярности. Это напряжение поступает на катод тиристора VD16. Когда разность потенциалов между управляющим электродом и катодом тиристора достигает 0,6 - 0,7 В, происходит его включение, которое вызывает разряд конденсатора С24 и запирание транзистора в конце интервала времени t1. Когда VT3 запирается, открываются выпрямительные диоды, подключенные к нагрузке. Для упрощения дальнейших рассуждений будем считать, что имеется лишь один выпрямитель, подключенный к нагрузке, тогда размах тока, протекающего через диод выпрямителя, приблизительно равен I1maxn/n, где I1max - максимальный размах тока через первичную обмотку Wi-з; n и n - соответственно коэффициент трансформации и КПД трансформатора.

Энергия, запасенная в индуктивности Li первичной обмотки, передается в нагрузку в течение интервала tz, в конце которого транзистор отпирается вновь. Пользуясь уравнением баланса мощностей, можно определить отдаваемую в нагрузку мощность:

Рн = Е2п n tiF/2Li,(13)

где Еп - напряжение питания преобразователя; F - частота автоколебаний.

С помощью усилителя постоянного тока на транзисторе VT4, включенного в цепь стабилизирующей ОС преобразователя, можно изменить напряжение, подаваемое на управляющий электрод тиристора VD16. Тем самым достигается регулировка интервала t1, а следовательно, и энергии, накапливаемой в трансформаторе. Таким образом, интервал ti определяется скоростью нарастания тока i1 и напряжением на управляющем электроде тиристора.

Длительность интервала t2, соответствующего запертому состоянию транзистора, определяется временем протекания тока i2 через выпрямительный диод. Во время протекания этого тока на обмотке ОС w11 - 13 (выводы 11 - 13 трансформатора) действует напряжение отрицательной полярности

Uo с (t) = - М di2/dt, где М - взаимная индуктивность между обмотками W1-3 и W11-13. Это напряжение запирает транзистор VT3.

Ток i2 изменяется по-разному в интервалах времени t2 и t"2. В интервале t2 изменение тока происходит при полностью отпертом выпрямительном диоде, когда его динамическое сопротивление Ыд2 (рис. 26,6) равно 1 - 2 Ом. С достаточной степенью точности ток iz на этом участке определяется выражением:

i2(t)=l2max( 1 - Uh* tmax) ,(14)

где La - индуктивность вторичной обмотки трансформатора: И„ - напряжение на нагрузке. Из выражения (14) можно приблизительно оценить t!2=L2I2max/UH.

В интервале t"2 изменение тока происходит при большом и, строго говоря, нелинейном динамическом сопротивлении диода Ыдь Характер изменения тока близок к квадратическому, поэтому напряжение на коллекторе (рис. 26,а), a также Uo.c в интервале t"z спадают почти линейно. Этим объясняется характерный «скол» вершины импульса ИКэ перед включением транзистора.

Включение транзистора происходит в конце интервала tz, когда

UC25(t)-U0.c(t2)>Ub3nop,(15)

где Неги - напряжение на конденсаторе С25; ИБЭ пор - пороговое напряжение отпирания транзистора.

Выключение транзистора происходит в конце интервала t1, определяемого

формулой

l1 = (Uy min-Uper + ic R18) L1/RKEm

где Иугпт - напряжение между управляющим электродом и катодом тиристора; Uper - регулирующее напряжение на коллекторе VT4; i0 - ток спрямления тиристора; RK - сопротивление в катодной цепи тиристора.

На рис. 27 приведены расчетные зависимости частоты автоколебаний преобразователя от обобщенной нагрузки: 6Н - Rim/L2 Для разных значений t1.

При расчетах принято, что T - 1/F - t1+t2+t"2. Переходные процессы при ра-чете не учитывались, так как время включения и выключения применяемых в ИИЭ транзисторов не превышают 1 - 1,5 мкс, что составляет 5 - 7% от периода.

С помощью рис. 27 можно выбрать индуктивность первичной обмотки трансформатора Lb пределы изменения F и t1 в режиме стабилизации. Исходной точкой для расчета является выбор Fmin и Qmin - T/t1max, соответствующих режиму максимальной отдаваемой в нагрузку мощности. Частоту Fmim для бытовой аппаратуры выбирают в пределах 20 - 25 кГц (вне пределов диапазона звуковых частот). Скважность Qmm связана с максимально допустимым рабочим напряжением на коллекторе транзистора ИКё max. Из рассмотрения эпюры ИКс, (t) на рис. 26,а следует, что

и

fain

КЭшах п

-+ I

Полуэмпирические зависимости t"2/2t1 от би приведены на рис 28. Поскольку в начале расчета бн и t1 неизвестны, в качестве первого приближения принимают t"2/2t1=0,4 - 0,5, а Б конце проверяют иКэ тах. При расчете используют также приближенную формулу для коэффициента трансформации:

U* (п 1 *"

и соотношение 6Н тмх = бн mm Рн тах/Рн mm, вытекающее из условия постоянства выходного напряжения при изменении мощности в нагрузке.

п-

Рис. 27. Расчетные зависимости частоты автоколебаний F (сплошные линии) и величины РиЕ (штрихоховые линии) от обобщенной нагрузки бн для схемы рис. 24

Пример. Заданы: Fmm = 22 кГц, n=0,8, Еп = 300 В, £7Ш = 64 В, Phi max = 60 Вт, РШ1Шп = 40 Вт, = 24 В, Рш =

20 ВТ, рабтаХ = 450 В.

1.Определяем минимально допустимую скважность Qmin >300/450 - 300 + + 1+0,45 = 3,45. Принимаем Qmin = 3,5.

2.Задаваясь Fmin и Qmin, при максимальной мощности из семейства кривых F(6H, t1) определяем: t1max=13 мкс. 6Hmin = 0,2.

3.Из семейства кривых PHLi=f(6B, ti) находим PsLi= 1,36-105 Вт-мкГн.

4.Задаваясь Рнтах=80 Вт, находим Lt=1700 мкГн.

5.При снижении суммарной мощности до 60 Вт определяем 6Н max = 0,2 (80/60) = = 0,266.

6.При PHmin = 60 Вт, определяем PhL1 = 10200 Вт*мкГн.

7.Пользуясь рис. 27, по пересечению координат бн = 0,266, = 10200 находим t1=10 мкс.

8.По кривым РД при Рн min находим частоту = 28,8 кГц и скважность Q = 3,47.

9.Пользуясь (17), рассчитываем коэффициенты трансформации: п1 = 0,45, .п2 = 0,17.