Al2=nUBbIXT/Li (1-б)

В стационарном режиме ДДТ. Отсюда следует, что

UBbIX = UBX/n * 6/(1 - б).

оАА-АА

8)

stia

Рис. 3. Эквивалентная схема (а) временные диаграммы (б) преобразователя с «обратным» включением выпрямителей

Таким образом, регулируя 6=Ti/T (где T - интервал открытого состояния транзистора), можно регулировать выходное напряжение. Размахи импульсов тока через транзистор и диод зависят от индуктивности LL Если она слишком мала, ток через диод может прекратиться раньше окончания периода работы преобразователя. Этот случай изображен на правой диаграмме рис. 3,6. Тогда выражение (2) перестанет быть справедливым. Данный режим является неблагоприятным, так как при заданной мощности в нагрузке возрастают импульсные токи через транзистор и диод.

Существует минимальное значение индуктивности L1 тщ, при которой, как это видно из рис. 3,6, максимальный ток через L1 вдвое превышает средний ток через нее. При этом ток через диод прекращается как раз в момент включения транзистора. Средний приведенный ток через нагрузку равен Гн.ср = 1ЬсР(1 - б). Так как для L1 = Limin ДТ1=21Ь Ср, то используя (2), получаем:

Li mm > U2bx б2/2 FPbmx(3)

где Рвых=ивых 1н - выходная мощность преобразователя; F=1/T.

С другой стороны, как это следует из выражения (3), индуктивность L1 при заданной мощности и частоте преобразования F ограничена сверху значением бтах. Последняя обусловлена выбранным диапазоном частот преобразования и реальными временами неуправляемых переходных процессов в современных высоковольтных мощных транзисторах: рассасывания, спада и нарастания тока коллектора 1расе, tca /вкл. Так, для частоты преобразования F=25 кГц (7=40 мкс) и при fp«cc=IO икс, 1сп+1вкл = 2 мкс бтах=(40 - 12)/40=0,7. На практике выбирают блД

Можно также получить выражения для максимального тока через транзистор 1к max и максимального

напряжения на нем UK3 max (Рис. 3,6):

т Ршыт 1 Uех 8 Т

К»«я Т.-~ -г

(4) (5)

(2)

Формулы (1) - (5) удобны для предварительной оценки требований к основным элементам преобразователя.

Как правило, преобразователь имеет одну вторичную цепь, потребляющую наибольшую мощность, и несколько маломощных дополнительных цепей. В таком случае за Я„ых принимается суммарная выходная мощность преобразователя, а за иВЫХ - напряжение наиболее мощной цепи нагрузки.

Из рассмотренного следует, что с увеличением L1 уменьшаются импульсные токи через транзистор и диод. Однако с увеличением L1 растет индуктивность рассеяния Ls, в которой в интервале времени, когда транзистор открыт, запасается энергия LgI2K max/2. Эта энергия вызывает на коллекторе транзистора при его выключении дополнительный выброс напряжения. Для его ограничения используются диодно-резистивно-емкостные цепочки, которые поглощают запасенную в Ls энергию. Это снижает КПД преобразователя, но делает режим транзистора более безопасным.

Л ГГ~р

&-.-OOTL.

U

VI Ж VD1

9

Ж Ш

и,

а)

КЗ

Рис. 4. Эквивалентная схема (а) и временные диаграммы (б) преобразователя с «прямым» включением выпрямителей

Рассмотрим особенности работы схемы «с прямым» включением выпрямительных диодов (см. рис. 2,6), которые открыты одновременно с транзистором. Соответствующие эквивалентная схема и временные диаграммы приведены на рис. 4. Дроссель Lfp служит для ограничения тока через транзистор. Обмотка трансфер» матора wi, равная по числу витков обмотке wl, включена последовательно с диодом VD1. С помощью этого диода в интервале времени (1 - 6)Г происходит возврат в ИИЭ (рекуперация) энергии, запасенной в трансформаторе Т (в его первичной обмотке) за время 67, когда транзистор открыт. Основные расчетные соотношения для данной схемы:

и

(8)

Из выражения (7) следует, что максимальное значение £др при заданных РВых, ik max, DBK и Т ограничено. Практически Ldp выбирают на 15 - 20% выше Ldp.

Для снижения импульса тока через транзистор целесообразно увеличивать индуктивность первичной обмотки трансформатора. Однако это приводит к увеличению габаритов трансформатора и индуктивностей рассеяния, в том числе между обмотками wl и м>Г. Это снижает ограничивающее действие VD1 и приводит к возрастанию импульса напряжения на коллекторе транзистора VT, возникающего при его закрывании.

Практические схемы однотактных выходных каскадов преобразователей требуют дополнительных элементов защиты. На схеме рис. 2,а изображена цепочка, которая уменьшает скорость нарастания напряжения на коллекторе транзистора при его выключении до 500 - 1000 В/мкс. Это необходимо, чтобы режим транзистора всегда оставался в пределах области его безопасной работы (подробнее об этом будет рассказано ниже). Номиналы R и С1 выбирают в соответствии со следующими формулами Оюп-/иЦю/ск, R=T/10C1.

Так, для 1Ктах=2 A, dUK</dt = 600 В/мкс, 7-40 мкс, С,= = 2/600=3,3 нФ, R = 40/10-3,3= 1,2 кОм. Потери в резисторе равны Рн = Cu2x/2T. Для нашего случая при UK3 =500 В Ря = -3,3-5002-10-9/2-40-10-6=10 Вт.

Сравнение двух основных схем однотактных преобразователей. Схема с обратным включением выпрямительных диодов обладает следующими преимуществами.

1.В ней требуется меньшее число дополнительных элементов: отсутствует дроссель во вторичной цепи, и как правило, нет необходимости вводить дополнительные диод и обмотку трансформатора для возврата в источник запасенной в нем энергии.

2.Импульс тока через транзистор меньше, чем в схеме с «прямым» включением диодов, что следует из сравнения эквивалентных схем и выражений (4) и (8).

Однако с повышением мощности ИИЭ и коэффициента трансформации эти преимущества в значительной мере утрачиваются. Дело в том, что в СхХеме с «прямым» включением выпрямительных диодов токи через первичную и вторичную обмотки трансформатора протекают одновременно. При этом ток намагничивания магнитопровода определяется разностью ампер-витков первичной и вторичной обмоток. Из-за относительно небольшого тока намагничивания и желания сократить габаритные размеры трансформатора за счет уменьшения числа витков обмоток wl, wl зазор в магнитопроводе трансформатора отсутствует. В схеме с «обратным» включением диодов весь коллекторный ток транзистора является током намагничивания магнитопровода.

В однотактной схеме магнитопровод трансформатора работает в режиме частного цикла намагничивания (рис. 5). Если ток намагничивания достаточно велик, то магнитная индукция достигает уровня насыщения и индуктивность первичной обмотки трансформатора резко падает. Это вызывает резкое увеличение тока транзистора. Чтобы избежать насыщения (см. рис. 2,а), в магнитопровод вводят зазор, достигающий 0,5 - 2,0 мм. А это, в свою очередь, требует увеличения сечения магнитопровода для сохранения расчетного значения

L lmin*

2. По формуле (4) находим

FR<iai= 100 + 379.0.5 40 = д кщ" 279-0.5 2-4000

При большом коэффициенте трансформации (n>10) возрастает индуктивность рассеяния между первичной и вторичной обмотками. Это приводит к снижению эффекта ограничения выброса напряжения на коллекторе за счет выпрямителей нагрузки, поэтому приходится вводить в трансформатор дополнительную обмотку и диод (аналогично схеме рис. 2,6).

Преобразователь с «прямым» включением выпрямителей нагрузок обладает некоторым недостатком, связанным с необходимостью ограничения величины 6тах<0,5. Если б<0,5, то протекание тока через обмотку w1 при открытом транзисторе возвращает рабочую точку на диаграмме намагничивания магнитопровода в исходное состояние. При б>0,5 возвращения в исходное состояние не происходит, поэтому в последующие периоды трансформатор постепенно намагничивается, пока поток в магни-топроводе не достигает значения насыщения. Этот процесс происходит в течение нескольких периодов переключения преобразователя и приводит к модуляции сигнала в цепи обратной связи (ОС), что при определенных условиях вызывает аварийную ситуацию - увеличение 6 при насыщении магнитопровода и соответствующее резкое увеличение