-шина Uвых=+5В

Рис. 40. Комбинированная защита ИБП GT-150W.

подается опорное напряжение Uref с вывода 14. На неинвертирующий вход (вывод 16) подается контролируемый потенциал, уровень которого пропорционален ширине управляющих импульсов. Потенциал этот получается путем выпрямления импульсного напряжения, возникающего при работе ИБП в средней точке первичной обмотки управляющего трансформатора DT. Это импульсное напряжение выпрямляется диодом D23, и сглаживается конденсатором С15. Резистор R21 гасит амплитуду этого импульсного напряжения до необходимого уровня. Напряжение с конденсатора С15 подается на резистивный делитель R25, R26, с резистора R26 которого часть этого напряжения подается на неинвертирующий вход усилителя DA4. Конденсаторы С13, С16 образуют цепь коррекции АЧХ усилителя DA4.

В режиме нормального токопотребления, когда ширина управляющих импульсов не выходит за пределы диапазона стабилизации, потенциал вывода 15 микросхемы IC1 всегда больше потенциала вывода 16. Поэтому выходное напряжение усилителя ошибки DA4 равно 0В и не влияет на работу микросхемы. При возрастании ширины управляющих импульсов в результате повышенного токопотребления в нагрузке какого-либо из сильноточных каналов, потенциал на конденсаторе С15, а следовательно, и на выводе 16 управляющей микросхемы начинает расти. Когда он достигает опорного уровня Uref=+5В на выводе 15 выходное напряжение усилителя DA4 начинает возрастать. Если КЗ в нагрузке продолжает развиваться, требуя все большей ширины управляющего импульса для поддержания выходных напряжений ИБП, то выходное напряжение усилителя DA4 быстро возрастает наряду с уменьшением выходного напряжения усилителя DA3, которое определяется уровнем сигнала обратной связи. Этот сигнал снимается с резистора R30 делителя R33, R30, подключенного к шине выходного напряжения +5В. В момент, когда выходные напряжения обоих усилителей сравниваются, управление ШИМ-компаратором DA2 передается от усилителя DA3 к усилителю DA4 и становится независимым от уровня сигнала обратной связи на выводе 1 управляющей микросхемы. Поэтому

увеличение ширины управляющих импульсов прекращается и микросхема переходит в режим ограничения. Если КЗ продолжает развиваться, то вступает в действие механизм защитного отключения, т.к. все выходные напряжения ИБП (в том числе и в слаботочных каналах) уменьшаются, стремясь к уровню 0В.

Неполная схема защитного отключения при КЗ в нагрузке слаботочных каналов выполнена традиционным способом. Между шинами выходных напряжений -5В и -12В включен делитель-датчик D15, R38. К средней точке делителя подключен резистор R37, входящий в базовый для транзистора Q6 делитель R36, R37. Транзистор Q6 вместе с транзистором Q5 образуют двухкаскадный УПТ. Резистор R35 - коллекторная нагрузка первого каскада УПТ и одновременно R35 и сопротивление участка коллектор-эмиттер транзистора Q6 образуют базовый делитель для второго транзистора УПТ Q5. Коллекторной нагрузкой транзистора Q5 является резистор R34, сигнал с которого снимается на вход защитного отключения 4 управляющей микросхемы через диод D14.

В нормальном режиме работы потенциал средней точки делителя-датчика D15, R38 составляет около -5,8В, т.к. потенциал этой точки ниже потенциала шины -5В на величину прямого падения напряжения на диоде D15, благодаря протеканию через делитель тока по цепи: шина -5В - D15 -R38 - шина -12В.

Поэтому базовый делитель транзистора. Q6 -R36, R37 запитан двуполярно: напряжением Uref, с одной стороны, и напряжением -5,8В, с другой. Номиналы резисторов делителя R36, R37 - одинаковы (15кОм). Поэтому потенциал базы транзистора Q6 в нормальном режиме работы будет отрицательным (около -0,4В). Поэтому Q6 будет закрыт, а транзистор Q5, наоборот, открыт током базы, протекающим по цепи: шина Uref - R35 -б-э Q5 - "корпус".

Напряжение на конденсаторе С 19 поэтому будет равно 0В, и потенциал вывода 4 управляющей микросхемы после завершения процесса плавного запуска (см. ниже) также будет равен 0В.

При КЗ в нагрузке канала -12В диод D15 делителя-датчика закроется, т.к. потенциал шины

OCR 2,4k

R31 6,8k

шина ивых=+5В »-Ч-

Q5 I

R37 470

C19

R34

1k

D22

R35 1k

0

0

C

[71 R33 C20 I Lj22,8k 47H~1 50V I

шина ивых=-5В

D7

A

D18

B

R39

20,6k

R25 4,7k

0 0-

шина Uref=+5В

R19 12k

12k

Ш6

C15

1,5n

SVR

,7k

DA6

14

АЛЛ

-11-

0,1B 0,7мА

НЭ-

OSC

Uref

,,„„„D12 R28 1,5k

шина Upom=+26Вj j

DA5 DA1 DD1

DA2

VT1

VT2

11

1k8 0 0

R27

3,3k

-w-

D14

\

C18

1,0 50V

I Kl КЗ J t

D11 D10 -

Q4

Q3

D9 j

Щ 13

DT

1k

□R12 nR22 ™

□22,8k LJ4,7k 33k

C16 10n

DВ9,D13 - PXPR1002 D7,D10-D18,D22 - 1N4148

Q3,Q4 - 9013 Q5 - 2SC945 Q6 - 2SA733

R11 22,8k

0

l шина Uвых=-12В

Рис. 41. Комбинированная защита ИБП LPS-02-150XT.

-12В в режиме КЗ равен 0В, и на катоде D15 появится положительный потенциал с резистора R38, через который протекает ток по цепи: шина Uref -R36 - R37 - R38 - "корпус".

Следовательно, потенциал базы транзистора Q6 увеличится и станет положительным. Поэтому Q6 откроется до насыщения, и потенциал базы транзистора Q5 станет равен 0В. Это приведет к запиранию транзистора Q5 и увеличению потенциала его коллектора. Уровень коллекторного потенциала Q6 определяется номиналами резисторов делителя R34, D14, R28, который подключен к шине вспомогательного напряжения питания микросхемы Upom=+26В. Произведя несложный расчет, можно убедиться, что при закрытом состоянии транзистора Q6 потенциал его коллектора составляет около +6В. Эта величина, подаваемая на неинвертирующий вход компаратора DA1 через диод развязки D14, составит около +5В, что превышает амплитуду пилообразного напряжения на инвертирующем входе DA1. Поэтому DA1 перестает переключаться, и работа цифрового тракта микросхемы блокируется. Управляющие импульсы на выходах 8, 11 исчезают, а силовые транзисторы инвертора (на схеме не показаны) перестают переключаться. Первичная обмотка импульсного трансформатора оказывается отключена от шины Uep, и токопотребление от сети прекращается.

При КЗ в нагрузке канала -5В потенциал средней точки делителя-датчика D15, R38 составит всего -0,8В, что также приведет к закрыванию транзистора Q6, открыванию транзистора Q5 и защитному отключению.

Схема контроля выходного перенапряжения в данном ИБП отсутствует.

Элементы С12, R28 образуют формирующую щепочку схемы плавного запуска. Диод D14 служит для развязки формирующей цепочки от выходного напряжения УПТ.

Для полноты информации отметим, что в данной схеме оригинальным является подбор делителей, задающих уровни сигналов на входах уси-

лителя ошибки DA3. На инвертирующий вход 2 в качестве опорного подается полное напряжение Uref с вывода 14. Уровень на неинвертирующем входе 1 подбирается с помощью высокоомного R30, который включается последовательно с R33 и образует с ним делитель, благодаря чему уровень потенциала на неинвертирующем входе DA3 получается чуть ниже, чем потенциал шины выходного напряжения +5В. Этим и создается начальная разность между опорным и отслеживаемым уровнями (ошибка), которая определяет выходное напряжение DA3.

Транзисторы Q4, Q3 совместно с управляющим трансформатором DT образуют согласующий кас-кад,выполненный по транзисторной схеме с общим управлением. Питание на каскад подается традиционным способом с шины Upom. Коллекторными нагрузками транзисторов Q4, Q3 являются полуобмотки первичной обмотки DT и резистор общей нагрузки R24. Диод D9 - развязывающий.

Очевидно, что импульсное напряжение в средней точке первичной обмотке DT получается в результате того, что коллекторная нагрузка. транзисторов Q3, Q4 выполнена как разделенная. Другими словами, если бы резистор R24 отсутствовал, то напряжение в средней точке первичной обмотки DT было бы равно Upom (за вычетом прямого падения напряжения на диоде D9), и поэтому не могло бы служить источником информации о ширине управляющих импульсов, вырабатываемых микросхемой.

Пример 2.

Комбинированная защита ИБП LPS-02-150XT (рис. 41) включает в себя:

•отключающую схему контроля цгарины управляющих импульсов;

•неполную схему защиты от КЗ в нагрузке;

•неполную схему контроля выходного перенапряжения.

Отключающая схема контроля ширины управляющих импульсов выполнена оригинальным

5

8

4

9

ZD2 5,1V

R12 8,2k

0 ZDV 0510

1 -"ч ГГ> I

5

О

560

шина ивых=+5В

5,1V

R1 220

50

C6 47n

<

0<N

C3 47,0

25V

0

SCR FCR3G

1,5k □

R5 12k

0

R15 82k

шина ивых=+12В

R7 4,7k

шина ирот=+14В

C7

47n

-i- ю,0П U

16V

R8 4,7k

VR 3k

0

0

Ш6

R1 24k

C5

Т1

12

шина Uref=+5В

DA6

14

15

/И/1

0,1В 0,7мА

нэ-

OSC

Uref

DA5 DA1 DD1

R3

6,8k

2R44k C2 10n

DA2

16 U1

TL494CN

Q2

2SC2625

способом. Датчиком импульсного напряжения является специальная дополнительная обмотка 4-5 управляющего трансформатора DT. Импульсное знакопеременное напряжение, возникающее на отводе 5 этой обмотки при работе ИБП, выпрямляется диодом D14 и сглаживается конденсатором С21. Резистор R30 выполняет функцию нагрузки выпрямителя. Напряжение с конденсатора С21 подается на диодно-резистивный делитель R31, OCR, D15, R33. Однако потенциал на резисторе R33 определяется не только напряжением на конденсаторе С21. Этот потенциал (в точке С) определяется также уровнями напряжений на выходных шинах +5, -5, -12 В, которые связаны между собой диодно-резистивным делителем R39, R12, D7, R11. Потенциал точки В этого делителя через диод развязки D18 подается на резистор R33. Потенциал точки С определяет потенциал базы транзистора Q5 бистабильной схемы, собранной на транзисторах Q5, Q6. Биста-бильная схема, в свою очередь, определяет потенциал входа защитного отключения 4 управляющей микросхемы. Несложный расчет позволяет установить, что в нормальном режиме работы, когда все выходные напряжения ИБП имеют номинальный уровень, потенциал точки С будет близок к 0В, поэтому оба транзистора бистабиль-ной схемы закрыты, а потенциал вывода 4 управляющей микросхемы равен 0В.

В случае повышенного токопотребления в нагрузке сильноточных каналов ширина управляющих импульсов, генерируемых микросхемой, а значит и импульсов на отводе 5 обмотки 4-5 DT, увеличивается. Поэтому увеличивается уровень выпрямленного напряжения на конденсаторе С21, и , в конечном итоге, на базе транзистора Q5, который приоткрывается, что вызывает протекание базового тока транзистора Q6. Так как бистабиль-ная схема охвачена положительной обратной связью с помощью цепочки R35, D17, то появление коллекторного тока Q6 приводит к лавинообразному процессу взаимного отпирания обоих транзисторов. Поэтому напряжение Uref, которым запитан по эмиттеру транзистор Q6 бис-табильной схемы, оказывается приложенным че-

Рис. 42. Комбинированная защита ИБП PS-200B.

рез его малое внутреннее сопротивление и диод развязки D22 к выводу 4 управляющей микросхемы. Это, как было показано выше, приводит к защитному отключению.

Резистор OCR выполнен как подстроечный. Это позволяет при настройке ИБП выбрать тот уровень напряжения на конденсаторе С21 (другими словами, ту максимальную ширину управляющих импульсов), при превышении которого будет происходить защитное отключение.

Элементы С19, R20 образуют формирующую цепочку схемы плавного запуска. Диод D22 развязывает формирующую цепочку от бистабильной схемы.

Уровни выходных напряжений ИБП устанавливаются при настройке с помощью переменного резистора SVR, определяющего уровень опорного напряжения на инвертирующем входе усилителя ошибки DA3.

Механизм ограничения ширины управляющего импульса здесь не используется. Поэтому усилитель ошибки DA4 исключается из работы микросхемы. Для этого на его инвертирующий вход (вывод 15) подается напряжение Uref, а неинвер-тирующий вход (вывод 16) заземляется.

При КЗ в нагрузке любого из слаботочных каналов потенциалы точек А, В, С возрастают. Это приводит к открыванию обоих транзисторов бис-табильной схемы, и защитному отключению. Аналогичный эффект вызовет перенапряжение в канале +5В. Увеличение напряжения на шине +5В передастся через диод D18 на базу транзистора Q5 (в точку С). Это вызовет открывание транзисторов бистабильной схемы и защитное отключение.

ПримерЗ.

Комбинированная 42) включает в себя:

•отключающую схему равляющего импульса;

•неполную схему контроля перенапряжения.

Отключающая схема контроля ширины управляющего импульса имеет датчик, расположенный

защита ИБП PS-200B (рис.

контроля ширины уп-

5

4